Пушпульный инвертор – Типы импульсных преобразователей напряжения. Основные типы преобразователей электрической энергии. Трансформаторные схемы с выпрямителем

Содержание

Пушпульный преобразователь. Еще один взгляд

1 сентября

В статье, представляющей собой сокращенный перевод [1], рассмотрен двухтактный пушпульный преобразователь, работающий в режиме управления по напряжению. Даны рекомендации, позволяющие обеспечить устойчивость работы преобразователя в этом режиме. Названы и обоснованы области применения данного решения, и показаны преимущества по сравнению с преобразователями с иной топологией.

Двухтактная схема в пушпульных, полумостовых и мостовых преобразователях позволяет получить более высокую эффективность преобразования энергии и большую плотность мощности по сравнению с однотактными схемами, такими как обратноходовые и прямоходовые преобразователи. Поэтому двухтактная топология популярна во многих приложениях, особенно в телекоммуникациях и автоэлектронике.
Разработчики, хорошо знакомые с двухтаткными схемами, знают, что режим управления по току обычно применяется для пушпульных и мостовых схем, тогда как режим управления по напряжению, как правило, используют в полумостовых схемах. Двухтактный преобразователь склонен к насыщению сердечника трансформатора. Любая асимметрия вольтсекундной характеристики между двумя фазами работы приводит к асимметрии магнитного потока, что вызывает возрастание постоянного тока.

В полумостовой схеме один вывод первичной обмотки трансформатора соединен с центральной точкой конденсаторного делителя входного напряжения, и несимметричность вольтсекундной характеристики приводит к смещению центральной точки конденсаторного делителя либо к земле, либо к входному напряжению. Режим управления по току компенсирует эту тенденцию, и потенциал центральной точки возвращается к исходному уровню.
Если длительность одной фазы дольше другой в режиме управления по напряжению в полумостовой схеме, то приложенное к трансформатору напряжение уменьшается, т.к. конденсатор разряжается больше, и напряжение на нем падает. Таким образом происходит регулирование вольтсекундной характеристики. Поэтому смещение потенциала центральной точки конденсаторного делителя играет роль отрицательной обратной связи и предотвращает насыщение трансформатора. Таким же образом необходимо ввести и отрицательную обратную связь в двухтактном преобразователе при работе в режиме управления по напряжению.

Рассмотрим пушпульный каскад, показанный на рисунке 1. Когда ключ Q1 открыт, входное напряжение VIN за вычетом падения напряжения на сопротивлении ключа RDS(ON) и омическом сопротивлении обмотки (DCR) прикладывается к трансформатору в течение времени TON. Вольтсекундное произведение V . TON пропорционально амплитуде изменения магнитной индукции B. Когда ключ Q1 открыт, рабочая точка магнитного сердечника перемещается из А в А’ (см. рис. 2). Изменение магнитного потока пропорционально произведению V . TON. Таким же образом при открытии ключа Q2 рабочая точка перемещается обратно в третий квадрант из А в А’. На рисунке 2 показан идеальный вариант, когда длительность открытого состояния обоих ключей одинакова. При этом ток намагничивания не имеет постоянной составляющей и максимальное значение токов в обоих полуобмотках одинаково.

Рис. 1. Схема двухтактного пушпульного преобразователя

Рис. 2. Симметричный магнитный поток

На практике подобные случаи почти не встречаются, т.к. помимо одинакового времени включения в фазах необходимо еще и совпадение сопротивлений DCR и RDS(ON) в обеих частях схемы. Также из-за разности в динамических характеристиках ключей (время включения/выключения) неодинаковой оказывается и длительность открытого состояния ключа в каждой фазе. Следует учесть и джиттер генератора сигналов. Все перечисленное приводит к асимметрии фаз и смещению цикла перемагничивания от исходной точки (см. рис. 3). Поэтому токи намагничивания в полуобмотках различны. Если асимметрия фаз не компенсируется, то кривая перемагничивания смещается в сторону насыщения. При этом индуктивность обмотки уменьшается, и ток намагничивания резко возрастает, что приводит к отказу преобразователя.

Рис. 3. Асимметричный магнитный поток

При режиме управления по току во внутреннем (токовом) контуре управления ток первичной обмотки в каждом цикле сравнивается с сигналом ошибки, и вырабатывается управляющее воздействие, изменяющее вольт­секундную характеристику таким образом, чтобы уравновесить пиковый ток в обеих фазах. Как показано на рисунке 1, ток первичной обмотки складывается из тока намагничивания и тока нагрузки. Поэтому из-за быстрого изменения нагрузки возможна небольшая асимметрия фаз, но обычно она не приводит к сколько-либо существенным последствиям, т.к. величина B
PEAK
существенно меньше BSAT.
В режиме контроля по напряжению в каждом выходном цикле выходное напряжение сравнивается с заданным. Величина тока намагничивания не используется для выработки управляющего воздействия. Таким образом, режиму управления по напряжению не присуще балансирование рабочей характеристики и возврат частной кривой намагничивания трансформатора в исходное состояние. Следовательно, чтобы избежать насыщения сердечника, необходимо ввести отрицательную обратную связь, которая поможет сбалансировать вольтсекундную характеристику.

Естественно, возникает вопрос: если режим управления по току предотвращает насыщение сердечника трансформатора, то зачем рассматривать режим управления по напряжению для подобного типа преобразователя? И почему мы рассматриваем именно пушпульный преобразователь, а не какой-либо иной?

Ответ достаточно прост. Для ряда приложений характерен широкий диапазон изменений питающих напряжений. Например, в автомобильной электронике при холодном пуске двигателя напряжение может уменьшаться до 6 В, а в рабочем режиме увеличиваться до 15 В. Подобный провал напряжения делает бесперспективным применение мостовой или полумостовой схемы с драйверами верхних ключей. В пушпульном преобразователе оба ключа — нижние, поэтому он отлично подходит для приложений с малым входным напряжением. При малых, близких к нулю значениях токов, режим управления по току становится чувствительным к помехам. Длительность импульсов ШИМ может существенно отличаться от требуемой. Чтобы избежать этих проблем, к линейно изменяющемуся сигналу, используемому для генерации импульсов ШИМ, добавляют дополнительный линейно изменяющийся сигнал, увеличивая тем самым его амплитуду. С одной стороны, это стабилизирует работу ШИМ, но, с другой, усложняет управление и создает ряд проблем.
– При отсутствии или очень малой нагрузке величина дополнительного сигнала более зависит от напряжения, чем от тока, что может привести к неадекватной компенсации и возникновению колебаний.
– При величине заполнения более 50% дополнительный сигнал играет позитивную роль, однако при меньшей величине заполнения вновь возникают те же проблемы, приводящие к появлению колебаний.
Приведенные выше соображения показывают, что режим управления по напряжению в пушпульном преобразователе является привлекательным решением для многих приложений с пониженным входным напряжением и при большом диапазоне изменения нагрузки.

Как уже говорилось, при работе в режиме управления по напряжению в пушпульном преобразователе неизбежно возникает асимметрия фаз. Однако существуют и меры стабилизации, способные устранить этот недостаток.

Воздушный зазор в сердечнике трансформатора увеличивает удельное магнитное сопротивление. Магнитная проницаемость µ сердечника трансформатора обратно пропорциональна удельному магнитному сопротивлению. Таким образом, воздушный зазор уменьшает наклон петли гистерезиса (см. рис. 4) и отдаляет момент насыщения сердечника. Другими словами, введение воздушного зазора позволяет увеличить постоянную составляющую тока намагничивания.

Рис. 4. Иллюстрация эффекта от введения воздушного зазора в сердечник трансформатора

Воздушный зазор — это тоже отличное средство уменьшить влияние разброса магнитных материалов при серийном производстве. Без воздушного зазора индуктивность прямо пропорциональна магнитной проницаемости ферромагнитного сердечника, свойства которого существенно зависят от температуры и характеристик материала сердечника. Последние варьируются в очень широких пределах. Введение воздушного зазора уменьшает зависимость индуктивности от магнитной проницаемости µ ферромагнитного материала и увеличивает стабильность и повторяемость характеристик трансформаторов.
Как показано на рисунке 4, воздушный зазор уменьшает индуктивность, в результате чего возрастает пиковый ток, следовательно, уменьшается эффективность преобразователя. Но в большинстве случаев этот эффект не очень значителен.
Как следует из рисунка 1, вольтсекундная характеристика при пушпульной схеме определяется следующим образом:

 

[VIN – Im(RDS(ON) + DCR)] . TON        (1)

 

Полагая, что длительность одной фазы больше другой на Δt, новое значение тока можно описать выражением:

 

Im(new) = V(T + Δt)/L

m              (2)

 

или

 

Im(new) = Im + ΔIm                  (3)

 

Увеличение тока приводит к возрастанию мощности, рассеиваемой в MOSFET. Сопротивление RDS(ON) MOSFET имеет положительный температурный коэффициент, и поэтому RDS(ON) также возрастет. После алгебраических преобразований получим:

 

[VIN – (Im + ΔIm) RDS(ON) + DCR].(TON + Δt)              (4)

 

Из-за возрастания падения напряжения благодаря увеличению RDS(ON) и намагничивающему току уменьшается напряжение, прикладываемое к трансформатору, что, в свою очередь, компенсирует большее время открытия силового ключа в данной фазе. Возникает эффект отрицательной обратной связи, и асимметрия вольтсекундной характеристики уменьшается в течение нескольких циклов переключения. Это приводит к устойчивой работе преобразователя — рабочий цикл перемагничивания укладывается в безопасную зону кривой намагничивания, которая имеет небольшое смещение из-за эффекта подмагничивания (имеется постоянная составляющая в токе намагничивания). На рисунке 3 показан пример, когда рабочий цикл смещен, но находится в пределах безопасной зоны. Постоянная составляющая в намагничивающем токе возникает из-за неодинаковости пиковых токов. Также и добавление балластных резисторов в каждое плечо преобразователя обеспечивает отрицательную обратную связь, но в этом случае значительно возрастают потери, и уменьшается эффективность преобразователя.

В статическом режиме кривая намагничивания пушпульного преобразователя перемещается между первым и третьим квадрантами. Однако при запуске или в результате переходных процессов кривая намагничивания может изменяться от начальной точки. В этом случае при том же приращении ΔB, что и в статическом режиме, сердечник трансформатора может оказаться в зоне насыщения, что приведет к значительному возрастанию тока и выходу преобразователя из строя. Этого можно избежать, вводя мягкий старт и пошаговое ограничение предельного тока, благодаря чему при опасном возрастании тока, возможном в переходных процессах, прервется цикл, и преобразователь перезапустится. Пример схемной реализации пушпульного преобразователя приведен в [1].

Вы можете скачать эту статью в формате pdf здесь.

Двухтактный каскад — Википедия

Двухта́ктный каска́д (уст. пушпульная схема, пушпульный каскад от англ. push-pull — тянитолкай) — каскад электронного усилителя, состоящий из двух встречно управляемых активных приборов[1] — ламп, транзисторов, составных транзисторов или более сложных схемотехнических узлов. Усиление мощности входного сигнала распределяется между двумя плечами каскада таким образом, что при нарастании входного сигнала ток нарастает лишь в одном из плеч; при спаде входного сигнала нарастает ток в противоположном плече

[1]. Каскады, в которых усиление мощности нарастающих и спадающих сигналов возложено на единственный активный прибор, называют однотактными.

Двухтактная схема доминирует в схемотехнике КМОП- и N-МОП-логики, выходных каскадов операционных усилителей, транзисторных усилителей мощности звуковой частоты. Она позволяет строить экономичные электронные ключи и линейные усилители мощности, работающие в режимах AB или В с относительно высоким коэффициентом полезного действия[⇨] и относительно низкими нелинейными искажениями. При усилении переменного напряжения или тока два активных прибора такого усилителя («верхний и нижний» или «левый и правый») передают ток в нагрузку попеременно. Свойственные всем усилительным приборам чётные гармоники искажений подавляются, а нечётные, напротив, усугубляются[⇨]. Кроме того, при передаче управления нагрузкой от одного активного прибора другому двухтактный каскад генерирует коммутационные искажения[⇨] выходного сигнала.

Простейшие двухтактные каскады

Двухтактный эмиттерный повторитель

Инвертор КМОП-логики

Простейший линейный двухтактный каскад — комплементарный эмиттерный повторитель в режиме B — образуется встречным включением двух эмиттерных повторителей на транзисторах npn- (верхнее плечо) и pnp-структуры (нижнее плечо)[2]. При нулевом управляющем напряжении оба транзистора закрыты, ток нагрузки равен нулю[3]. При превышении порога включения транзистора, примерно +0.5 В, верхний по схеме (npn) транзистор плавно открывается, соединяя положительную шину питания с нагрузкой. При дальнейшем росте управляющего напряжения выходное напряжение повторяет входное со сдвигом на 0.5…0.8 В, нижний транзистор остаётся закрытым. Аналогично, при отрицательных управляющих напряжениях открывается нижний (pnp) транзистор, соединяя нагрузку с отрицательной шиной питания, а верхний остаётся закрытым[3]. В области малых управляющих напряжений, когда оба транзистора закрыты, наблюдаются характерные коммутационные искажения[⇨] формы сигнала в виде ступеньки[4].

Сходно, но иначе действует простейший ключевой двухтактный каскад — инвертор КМОП-логики. Полевые транзисторы инвертора работают в режиме с общим истоком, поэтому они и усиливают, и инвертируют входное напряжение[5]. Верхний по схеме транзистор p-типа проводимости открывается низким логическим уровнем и передаёт на выход высокий логический уровень, нижний транзистор открывается высоким логическим уровнем и передаёт на выход низкий уровень, коммутируя нагрузку на нижнюю шину питания[6][7]. Пороги переключения транзисторов подбираются таким образом, чтобы в середине интервала между высоким и низким входными уровнями оба транзистора были гарантированно открыты — это ускоряет переключение ценой незначительных потерь мощности при кратковременном протекании сквозного тока[6]. В устойчивых состояниях логического нуля и логической единицы открыт только один из двух транзисторов, а другой закрыт[7]. Типичной нагрузкой логического элемента служат затворы других логических элементов, поэтому его транзисторы передают в нагрузку ток только при переключении. По мере перезарядки нагрузочных ёмкостей выходной ток затухает до нуля, но один из двух транзисторов остаётся открытым[6].

Альтернативные определения[править | править код]

Двухтактные каскады могут выполняться по иным схемам, усиливать постоянное либо переменное напряжение или ток, работать на активную или реактивную нагрузку, они могут быть инвертирующими или неинвертирующими. Общим для всех конфигураций является принцип противофазности: при нарастании управляющего напряжения ток нарастает лишь в одном из двух плеч схемы; при спаде управляющего напряжения ток нарастает в другом, противоположном плече[1]. Поведение схемы в статическом режиме, в общем случае, не определено — важна лишь её реакция на изменение входного сигнала[1]. В отдельных отраслях электроники и в исторической, устаревшей литературе могут встречаться и более узкие частные определения:

  • Двухтактный усилитель (англ. push-pull amplifier) — усилитель, в котором входные сигналы, управляющие транзисторами, являются противофазными, а выходные сигналы складываются, что позволяет удвоить выходную мощность по сравнению с однотактным усилителем (США, 2013)[8]
  • Двухтактная схема (англ. push-pull circuit) — симметричная схема, в которой два активных прибора действуют попеременно, каждый в своей половине периода входного сигнала, и совместно управляют передачей тока в общую нагрузку. Двухтактное включение снижает уровень чётных гармоник, но повышает уровень нечётных (США, 2011)[9].
  • Двухтактная схема — схема, состоящая из двух одинаковых [активных] цепей, включённых таким образом, что в них текут токи, одинаковые по величине, но противоположные по фазе (СССР, 1960)[10].
  • Двухтактный усилитель — усилитель мощности в радиопередающих и приёмных устройствах, содержащий две электронные лампы или две группы ламп в одном каскаде, работающие совместно на общую нагрузку. Напряжения на сетках этих ламп действуют друг к другу в противофазе. В выходной нагрузке отдаваемые лампами мощности складываются (СССР, 1952)[11].
  • Пушпульный усилитель — усилитель мощности в радиопередающих и радиоприёмных устройствах, состоящий из двух электронных ламп (или двух групп ламп), работающих совместно на общую нагрузку, у которых напряжения на [управляющих] сетках находятся в противофазе (СССР, 1955)[12].

Понятие каскада[править | править код]

В ламповой схемотехнике понятие выходного каскада буквально соответствует понятию «каскада усиления» («ступень усиления, радиотехническое устройство, содержащее усилительный элемент, цепь нагрузки, цепи связи с предыдущим или последующим каскадами»[13]). В этой трактовке в каждом плече двухтактного выходного каскада работает единственный активный прибор. Это может быть одиночная лампа или группа параллельно включённых ламп[11], но о последовательном включении ламп внутри каскада речи, как правило, не шло. Аналогичный подход применяется и в транзисторной схемотехнике радиочастотных усилителей мощности.

В транзисторной схемотехнике усилителей мощности звуковой частоты, напротив, простые каскады — редкость. Двухтранзисторные биполярные выходные каскады работоспособны только в относительно слаботочных устройства, а для того, чтобы согласовать каскады промежуточного усиления с низкоомной нагрузкой, необходимо последовательное включение как минимум двух ступеней усиления тока. На практике в каждом плече двухтактного выходного каскада может быть от двух до четырёх «каскадов внутри каскада». Транзисторы, входящие в состав этих двоек, троек и четвёрок, охвачены локальными обратными связями, и обычно рассматриваются в комплексе. Простейшие случаи таких комплексов — пары Дарлингтона и пары Шиклаи. Кроме них, на практике используются как минимум семь[14] биполярных «троек» («тройка» Quad 303, «тройка» Bryston и так далее), четырёхкаскадные эмиттерные повторители и «четвёрки» Bryston[15], которые защищаются от перегрузки по току или мощности дополнительными активными цепями. Эти схемы в целом и называются выходными каскадами, а их внутренние части, если их вообще имеет смысл выделять, рассматриваются как ступени выходного каскада.

Двухтактный каскад может строиться по одной из трёх базовых схем. Все три топологии являются вариантами полумостовой схемы подключения нагрузки к двум активным приборам и одному либо двум источникам питания[16]. Симметричное и несимметричное (квазикомплементарное) включения могут быть реализованы на всех типах активных приборов, комплементарное — только на парах транзисторов с противоположными (комплементарными) типами проводимости.

Симметричное включение[править | править код]

PP bridge 1 DEPP.png

В симметричной схеме два идентичных активных прибора включены параллельно друг другу по постоянному току: общий ток покоя, потребляемый каскадом при нулевом входном сигнале, делится на две равные части, протекающие через левое и правое плечо усилителя[17]. Напряжение усиливаемого сигнала подаётся на управляющий электрод инвертирующего (левого по схеме) плеча, а его зеркальная копия, сформированная внешним фазорасщепителем, подаётся на вход инвертирующего (правого по схеме) плеча[17]. При положительном напряжении сигнала ток инвертирующего плеча возрастает, ток неинвертирующего плеча уменьшается. Для того, чтобы передать эти изменения тока в нагрузку, активные приборы включаются в нижние плечи Н-образной мостовой схемы, а токи верхних плеч моста тем или иным способом фиксируются. Разница между токами верхних и нижних плеч моста замыкается через нагрузку, включенную «перекладиной» моста.

В роли верхних плечей Н-образного моста могут служить, например, катушки индуктивности, полное сопротивление которых во всём рабочем диапазоне частот существенно выше сопротивления нагрузки, а сопротивление постоянном току относительно мало. Ещё удобнее использовать трансформатор с отводом от средней точки первичной обмотки[18]. Трансформаторная связь позволяет согласовывать относительно большие внутренние сопротивления реальных ламп и транзисторов с низкими сопротивлениями реальных нагрузок — громкоговорителей, электродвигателей, антенн, кабельных линий[17], но её главная задача — коммутация противофазных выходных токов в общую нагрузку[18]. Именно трансформаторная схема, разработанная компанией RCA в 1923 году[19], была основной в ламповой схемотехнике, а «симметричное включение» было фактически синонимом двухтактного каскада[17]. По этой схеме строились первые транзисторные усилители, и продолжают строиться транзисторные усилители радиочастот особо большой мощности[20][18]. Другие достоинства трансформаторной схемы — высокий коэффициент полезного действия и высокий уровень выходной мощности в режиме B, симметричное воспроизведение положительных и отрицательных входных напряжений, подавление нечётных гармоник, простое устройство однополярного источника питания, относительная нечувствительность к разбросу токов покоя двух плеч[20][18][17]. Недостатки — ограниченная полоса пропускания и фазовые искажения реальных трансформаторов, ограничивающие возможность применения обратной связи, и принципиальная невозможность передачи в нагрузку постоянного тока[20][18].

Симметричный двухтактный каскад сходен с дифференциальным каскадом усиления напряжения, также являющимся вариантом параллельной полумостовой схемы[21]. Суммарный ток двух плеч дифференциального каскада ограничен источником стабильного тока в общей цепи эмиттеров, истоков или катодов, — что исключает возможность усиления мощности в экономичном режиме B.

Несимметричное (квазикоплементарное) включение[править | править код]

PP bridge 2 SEPP quasicomplementary.png

Альтернатива симметричному мосту — мост, в котором идентичные активные приборы включены в левое верхнее и левое нижнее плечи, а источники питания — в правые плечи. Через оба активных прибора протекает общий ток покоя, то есть активные приборы включены по постоянному току последовательно[22]. Верхняя по схеме лампа (транзистор) подключена к нагрузке катодом (эмиттером, истоком) по схеме катодного (эмиттерного, истокового) повторителя входного сигнала. Нижняя по схеме лампа (транзистор) подключена к нагрузке анодом (коллектором, истоком) и работает в режиме инвертирующего усилителя с общим катодом (с общим эмиттером, с общим истоком)[23]. Внутренние сопротивления и коэффициенты усиления ламп (транзисторов) в этих режимах принципиально различаются, поэтому такой мост и называется несимметричным. Подбор коэффициентов предварительного усиления входных сигналов, поступающих на верхнее и нижнее плечо выходного каскада, компенсирует эту асимметрию лишь отчасти: в реальных усилителях необходима глубокая отрицательная обратная связь. Схема чувствительна к разбросу токов покоя двух плеч, а устройство цепей смещения, задающих эти токи, относительно сложно. В ламповых усилителях проблему усугубляет ограничение предельно допустимого напряжения подогреватель-катод, поэтому в ламповой схемотехнике несимметричное включение не прижилось[20][24].

В схемотехнике транзисторных усилителей мощности 1960-х годов, напротив, доминировала несимметричная схема усилителя Лина[20][25]. С одной стороны, она позволила отказаться от трансформаторной связи, заменив её либо емкостной связью, либо непосредственным подключением к нагрузке; с другой — в 1950-е годы промышленность производила мощные транзисторы только pnp-структуры[26]. В середине 1960-х годов им на смены пришли более мощные и более надёжные кремниевые транзисторы, но уже npn-структуры, и только в конце 1960-х промышленность США освоила выпуск комплементарных им pnp-транзисторов[20][26]. К концу 1970-х годов конструкторы линейных УМЗЧ на дискретных транзисторах перешли на комплементарную схему[27], а квазикомплементарная схема по-прежнему применяется в выходных каскадах интегральных усилителей мощности (TDA7294, LM3886 и их многочисленные функциональные аналоги) и в усилителях класса D[28].

Комплементарное включение[править | править код]

Упрощённая структурная схема двухтактного эмиттерного повторителя на комплементарных биполярных транзисторах с двухполярным питанием и непосредственной связью с нагрузкой

Замена одного из активных приборов несимметричной схемы на прибор комплементарного ему типа превращает схему в комплементарную. Если выбранные типы выходных транзисторов («комплементарных ламп» не существует[29]) имеют одинаковые динамические характеристики во всём диапазоне рабочих токов, напряжений и частот, то такая схема воспроизводит положительные и отрицательные входные напряжения симметрично (в реальных усилителях асимметрия неизбежна, в особенности на верхней границе частотного диапазона выходных транзисторов). Входной фазорасщепитель более не нужен: на базы или затворы обоих плеч подаётся одно и то же переменное напряжение сигнала (обычно с некоторым постоянным сдвигом напряжения, устанавливающим режим работы выходных транзисторов)[30][31].

Биполярные транзисторы комплементарной схемы могут работать в любом из трёх базовых режимов (ОК, ОЭ или ОБ)[30][31]. В усилителях мощности, работающих на низкоомную нагрузку, биполярные транзисторы обычно включаются по схеме с общим коллектором (комплементарный эмиттерный повторитель, показан на иллюстрации), полевые транзисторы — по схеме с общим стоком (истоковый повторитель)[32]. Такой каскад усиливает ток и мощность, но не напряжение. Распространено и включение транзисторов по схеме с общим эмиттером или общим истоком — именно так устроены буферные усилители КМОП-логики. В этом варианте комплементарный каскад усиливает и ток, и напряжение, и мощность[31]. В выходных каскадах операционных усилителей применяются оба варианта: повторители обеспечивают лучшее быстродействие, а схемы в режиме с общим эмиттером — наибольший размах выходного напряжения[33][34].

Коэффициент полезного действия и потребляемая мощность[править | править код]

Предельный теоретический коэффициент полезного действия (КПД) однотактного усилителя гармонического сигнала в режиме A, достижимый лишь при трансформаторной связи с чисто активной нагрузкой, равен 50 %[35]. В реальных однотактных усилителях на транзисторах достигается КПД около 30 %, в ламповых усилителях около 20 % — то есть на каждый Ватт максимальной выходной мощности усилитель потребляет от источника 3…5 Вт[36]. Фактическая же величина мощности, передаваемая в нагрузку, на потребляемую мощность практически не влияет: последняя начинает возрастать лишь при перегрузке каскада[2]. В бестрасформаторных усилителях КПД заметно хуже; в наихудшем случае обычного эмиттерного повторителя с активной нагрузкой предельный теоретический КПД равен лишь 6,25 %[37].

Замена однотактного повторителя на двухтактный повторитель в режиме A, работающий при том же токе покоя и потребляющий от источника питания ту же, примерно постоянную, мощность, увеличивает максимальную выходную мощность в четыре раза, а предельный КПД до 50 %[38]. Перевод двухтактного повторителя в режим B увеличивает предельный теоретический КПД до 87,5 %[39][40]. Максимальная выходная мощность в режиме B ограничена только областью безопасной работы транзисторов, напряжением питания и сопротивлением нагрузки[2]. Мощность, потребляемая каскадом в режиме B, прямо пропорциональна выходному напряжению[41]. Теоретический КПД в 87,5 % достигается при максимальной выходной мощности; с её уменьшением КПД плавно снижается, а относительные потери мощности на транзисторах плавно возрастают[41]. Абсолютные потери мощности, рассеиваемой на транзисторах, также возрастают и достигают пологого максимума в области промежуточных мощностей, когда пиковое значение выходного напряжения составляет примерно 0,4…0,8 от максимально возможного[41][42].

В реальных усилителях качественный характер зависимости сохраняется, но доля потерь возрастает, а значения КПД снижаются. Так, выходной каскад усилителя низких частот, рассчитанного на выходную мощность 100 Вт на нагрузке 8 Вт, на максимальной мощности рассеивает примерно 40 Вт (КПД около 70 %). При снижении выходной мощности вдвое, до 50 Вт, потери мощности на транзисторах возрастают до тех же 50 Вт (КПД 50 %)[43]. Значительно снижение абсолютных потерь мощности наблюдается лишь при уменьшении выходной мощности ниже 10 Вт[43].

Спектральный состав нелинейных искажений[править | править код]

Особенность всех двухтактных схем — сниженный удельный вес чётных гармоник в спектре нелинейных искажений[44]. В искажениях, генерируемых одиночными транзисторами или вакуумными триодами в квазилинейном режиме[комм. 1], вплоть до перехода в режим перегрузки, доминирует вторая гармоника[46]. При двухтактном включении двух ламп или транзисторов генерируемые ими вторые, четвёртые и так далее гармоники взаимно компенсируют друг друга[44][47]. В идеально симметричных каскадах чётные гармоники подавляются полностью, искажения формы отрицательной и положительной полуволн сигнала строго симметричны, а спектр искажений состоит исключительно из нечётных гармоник[44]. В реальных двухтактных каскадах полной симметрии добиться невозможно, поэтому в спектрах искажений наблюдаются и чётные гармоники[44]. Распределение гармоник может зависеть и от уровня сигнала, и от его частоты — например, вследствие разницы граничных частот pnp- и npn-транзисторов комплементарной пары[48].

Преобладание нечётных гармоник свидетельствует о зависимости коэффициента передачи каскада от амплитуды входного сигнала: на больших амплитудах коэффициент передачи заметно отклоняется от расчётного[49]. При росте входного сигнала коэффициент усиления может вначале возрастать, но на больших сигналах неизбежно спадает. Спад (сжатие) коэффициента на установленную величину, например, на 1 дБ, и служит критерием перегрузки каскада[50].

Коммутационные искажения[править | править код]

Упрощённая структурная схема двухтактного эмиттерного повторителя на комплементарных биполярных транзисторах с двухполярным питанием и непосредственной связью с нагрузкой Коммутационные искажения при воспроизведении синусоидального сигнала (врезка)

Двухтактные схемы, работающие в режимах B и AB[комм. 2], генерируют специфические нелинейные коммутационные (или комбинационные[4]) искажения при переходе сигнала через ноль[4]. В области малых выходных напряжений, когда один транзистор отключается от нагрузки, а другой поключается к ней, линейная передаточная характеристика каскада приобретает вид ломаной с двумя изгибами или переломами. В наихудшем случае, когда два транзистора или две лампы[57] работают с нулевыми токами покоя, в окрестности нуля оба транзистора выключаются, коэффициент передачи падает до нуля, а на осциллограмме выходного сигнала наблюдается «ступенька». Отрицательная обратная связь не может эффективно подавить такие искажения, так как в проблемной области усилитель фактически отключается от нагрузки[40].

Коммутационные искажения особенно нежелательны при усилении звуковых частот. Порог заметности коммутационных искажений, выраженный по стандартной методике измерения коэффициента нелинейных искажений, составляет всего 0,0005 % (5 ppm)[58]. Чувствительность слуха обусловлена как особым, неестественным спектром коммутационных искажений, так и неестественной зависимостью их уровня от мощности или субъективно воспринимаемой громкости: при снижении выходной мощности коэффициент нелинейных искажений не снижается, а растёт[42].

Единственный способ исключить генерацию коммутационных искажений — перевод каскада в чистый режим А, что на практике обычно невозможно[59][60]. Однако коммутационные искажения можно заметно снизить, задав лишь незначительный постоянный ток покоя выходного каскада[60]. Величина этого тока должна исключать одновременное отключение транзисторов от нагрузки, при этом область, в которой к нагрузке подключены оба транзистора, должна быть как можно уже. На практике конструкторы устанавливают токи покоя биполярных транзисторов на уровне от 10 до 40 мА на каждый прибор; оптимальные токи МДП-транзисторов заметно выше, от 20 до 100 мА на прибор[57]. Целесообразность дальнейшего повышения токов покоя, расширяющего зону действия режима A, зависит от выбранной топологии каскада[57]. Оно может быть оправдано в каскадах на биполярных транзисторах с общим эмиттером[57]. В двухтактных эмиттерных повторителях его, напротив, следует избегать: повышение тока покоя не снижает, а усугубляет коммутационные искажения[57].

  1. Квазилинейный режим — режим усиления, характеризующийся предсказуемой, плавной зависимостью уровня искажений от амплитуды входного напряжения. По мере его роста уровни второй, третьей, четвёртой и так далее гармоник плавно нарастают в соответствии с расчётным разложением передаточной функции в ряд Тейлора. При достаточно больших амплитудах сигнала схема переходит в режим слабой перегрузки, в котором суммарный коэффициент гармоник растёт быстро, но уровень каждой отдельно взятой гармоники может и нарастать, и падать до нуля. Дальнейший рост входного сигнала порождает сильную перегрузку (амплитудное ограничение, клиппинг) каскада; выходной сигнал принимает форму, близкую к прямоугольной[45].
  2. ↑ В литературе нет единого мнения о классификации двухтактных транзисторных каскадов, работающих при малых (минимально необходимых) токах покоя. Титце и Шенк[4], Джон Линдси Худ[51], Боб Корделл[52], Пауль Шкритек[53] считают, что такие усилители работают в режиме AB. По мнению же Г. С. Цыкина[54], Дугласа Селфа[55] и А. А. Данилова[56] такие каскады работают в режиме B. С точки зрения второй группы авторов полноценный режим AB начинается при существенно бо́льших токах покоя, при достаточно широкой области работы в чистом режиме A.
  1. 1 2 3 4 Титце и Шенк, т.1, 2008, с. 568.
  2. 1 2 3 Титце и Шенк, т.2, 2008, с. 195.
  3. 1 2 Титце и Шенк, т.2, 2008, с. 196.
  4. 1 2 3 4 Титце и Шенк, т.2, 2008, с. 198.
  5. ↑ Титце и Шенк, т.1, 2008, с. 706.
  6. 1 2 3 Титце и Шенк, т.1, 2008, с. 707.
  7. 1 2 Соклоф, 1988, с. 111.
  8. ↑ Amplifier // Van Nostand’s Scientific Encyclopedia / ed. D. M. Considine, G. D. Considine. — Springer, 2013. — P. 149. — 3524 p. — ISBN 9781475769180.
  9. Gibilisco, S. The Illustrated Dictionary of Electronics, 8th Edition. — McGraw-Hill, 2001. — P. 564. — ISBN 9780071372367.
  10. Хайкин, C. Э. Словарь радиолюбителя. — Госэнергоиздат, 1960. — С. 89. — (Массовая радиобиблиотека).
  11. 1 2 Двухтактный усилитель // Гроза — Демос. — М. : Советская энциклопедия, 1952. — С. 517. — (Большая советская энциклопедия : [в 51 т.] / гл. ред. Б. А. Введенский ; 1949—1958, т. 13).
  12. ↑ Пушпульный усилитель // Прокат — Раковины. — М. : Советская энциклопедия, 1955. — С. 352. — (Большая советская энциклопедия : [в 51 т.] / гл. ред. Б. А. Введенский ; 1949—1958, т. 35).
  13. Каскад усиления (В. М. Родионов) — статья из Большой советской энциклопедии (3-е издание)
  14. ↑ Self, 2012, p. 111: «Output Triples: At least 7 types».
  15. ↑ Duncan, 1996, pp. 100—102.
  16. ↑ Duncan, 1996, p. 114.
  17. 1 2 3 4 5 Цыкин, 1963, с. 54—55.
  18. 1 2 3 4 5 Duncan, 1996, pp. 88—89.
  19. Malanowski, G. The Race for Wireless: How Radio was Invented (or Discovered). — AuthorHouse, 2011. — P. 142. — ISBN 9781463437503.
  20. 1 2 3 4 5 6 Self, 2002, p. 30.
  21. Лаврентьев, Б. Ф. Схемотехника электронных устройств. — М.: ИЦ «Академия», 2010. — С. 128. — ISBN 9785769558986.
  22. ↑ Цыкин, 1963, с. 273—274.
  23. ↑ Duncan, 1996, p. 91.
  24. ↑ Duncan, 1996, pp. 88, 91.
  25. ↑ Duncan, 1996, p. 96.
  26. 1 2 Duncan, 1996, p. 95.
  27. ↑ Duncan, 1996, p. 103.
  28. ↑ Duncan, 1996, pp. 108—109.
  29. ↑ Duncan, 1996, p. 85.
  30. 1 2 Цыкин, 1963, с. 275—276.
  31. 1 2 3 Duncan, 1996, p. 92.
  32. ↑ Self, 2002, p. 106.
  33. Barnes, E. Current feeback amplifiers II // Analog Dialogue. — 1997. — № Anniversary Edition.
  34. Савенко, Н. Усилители с токовой обратной связью // Современная радиоэлектроника. — 2006. — № 2. — С. 23.
  35. ↑ Bahl, 2009, p. 186.
  36. ↑ Patrick and Fardo, 2008, p. 166.
  37. ↑ Титце и Шенк, т.2, 2008, с. 193.
  38. ↑ Duncan, 1996, p. 119.
  39. ↑ Титце и Шенк, т.2, 2008, с. 195—196.
  40. 1 2 Duncan, 1996, p. 127.
  41. 1 2 3 Титце и Шенк, т.2, 2008, с. 197.
  42. 1 2 Duncan, 1996, p. 128.
  43. 1 2 Cordell, 2011, p. 105.
  44. 1 2 3 4 Степаненко, 1977, с. 425.
  45. ↑ Титце и Шенк, т.1, 2008, с. 484—485.
  46. ↑ Титце и Шенк, т.1, 2008, с. 64, 484—485.
  47. ↑ Duncan, 1996, p. 88.
  48. ↑ Duncan, 1996, p. 93.
  49. ↑ Титце и Шенк, т.1, 2008, с. 481—482.
  50. ↑ Титце и Шенк, т.1, 2008, с. 64, 486.
  51. ↑ Hood, 2006, pp. 163, 176.
  52. ↑ Cordell, 2011, p. 98.
  53. ↑ Шкритек, 1991, с. 199—200.
  54. ↑ Цыкин, 1963, с. 78.
  55. ↑ Self, 2002, pp. 37, 107.
  56. ↑ Данилов, 2004, pp. 101—102.
  57. 1 2 3 4 5 Duncan, 1996, p. 129.
  58. ↑ Duncan, 1996, p. 123.
  59. ↑ Duncan, 1996, p. 122.
  60. 1 2 Титце и Шенк, т.2, 2008, с. 198—199.
  • Данилов, А. А. Прецизионные усилители низкой частоты. — М.: Горячая линия-Телеком, 2004. — 352 с. — ISBN 5935171341.
  • Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. — издание 4-е, переработанное и дополненное. — М.: Энергия, 1977. — 672 с.
  • Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Том I. — 12-е изд.. — М.: ДМК-Пресс, 2008. — 832 с. — ISBN 5940741487.
  • Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Том II. — 12-е изд.. — М.: ДМК-Пресс, 2008. — 942 с. — ISBN 5940741487.
  • Цыкин, Г. С. Электронные усилители. — 2-е изд. — М.: Связьиздат, 1963. — 512 с. — 21,000 экз.
  • Шкритек П. Справочное пособие по звуковой схемотехнике. — Мир, 1991. — ISBN 5030016031.
  • Cordell, B. Designing Audio Power Amplifiers. — McGraw-Hill, 2011. — ISBN 9780071640244.
  • Hood, J. L. Valve and Transistor Audio Amplifiers. — Newnes, 2006. — ISBN 0750633565.
  • Duncan B. High Performance Audio Power Amplifiers. — Newnes, 1996. — ISBN 9780750626293.
  • Self D. Audio Power Amplifier Design Handbook. — 3rd ed.. — Newnes, 2002. — ISBN 0750656360.

ПРОСТОЙ ДВУХТАКТНЫЙ ИНВЕРТОР

   Многие радиолюбители за свою практику пытались своими руками собрать инвертор напряжения. В этой статье я расскажу о конструкции сверхпростого инвертора, который предназначен для получения сетевого напряжения 220 Вольт из автомобильного аккумулятора. Мощность такого инвертора невелика, но это один из самых простых вариантов, который может существовать. 

Схема электрическая простейшего инвертора

Схема электрическая простейшего инвертора

   Как указал выше, схема из себя представляет двухтактный инвертор выполненный всего на двух мощных полевых ключах. Можно использовать буквально любые N-канальные полевые транзисторы с током 40 Ампер и более. Отлично подходят дешевые полевики серии IRFZ44/46/48, в целях увеличения выходной мощности можно применить более мощные полевые транзисторы серии IRF3205 — выбор огромный, я перечислил только самые ходовые транзисторы, которые можно найти почти в любом магазине радиодеталей. 

Трансформатор может быть намотан на кольце или броневом сердечнике Е50

   Трансформатор может быть намотан на кольце или броневом сердечнике Е50, сердечник тоже не критичен, лишь бы обмотки поместились. Первичная обмотка мотается двумя жилами провода 0,8мм (каждая) и состоит из 2х15 витков. При использовании броневых сердечников с двумя секциями на каркасе, первичка мотается в одном из секций, как в моем случе. Вторичная обмотка состоит из 110-120 витков медного провода с диаметром 0,3-0,4мм. Ставить межслойные изоляции не нужно. На выходе трансформатора образуется переменное напряжение номиналом 190-260 Вольт, но форма выходных импульсов прямоугольная, вместо сетевого синуса. 

Преобразователь без проблем может питать лампы накаливания

   Частота такого преобразователя отклоняется от сетевой, поэтому подключать к преобразователю активные нагрузки довольно рискованно, хотя практика показывает, что на выход можно подключить и активные нагрузки с импульсным блоком питания. 

 двухтактный инвертор выполненный на двух мощных полевых ключах

 Практическое применение двухтактного инвертора

   Преобразователь без проблем может питать лампы накаливания, ЛДС, маломощные паяльники и т.п., мощность которых не превышает 70 ватт. Полевые ключи устанавливают на теплоотводы, в случае использования общего теплоотвода не забудьте использовать изолирующие прокладки. 

 двухтактный инвертор выполненный на полевых транзисторах - испытания

   Корпус — ваша фантазия, у меня он был взят от китайского электронного трансформатора на 150 ватт. КПД этой схемы двухтактного преобразователя может доходить до 70%. автор статьи — АКА КАСЬЯН.

Пушпульный преобразователь. Еще один взгляд

1 сентября

В статье, представляющей собой сокращенный перевод [1], рассмотрен двухтактный пушпульный преобразователь, работающий в режиме управления по напряжению. Даны рекомендации, позволяющие обеспечить устойчивость работы преобразователя в этом режиме. Названы и обоснованы области применения данного решения, и показаны преимущества по сравнению с преобразователями с иной топологией.

Двухтактная схема в пушпульных, полумостовых и мостовых преобразователях позволяет получить более высокую эффективность преобразования энергии и большую плотность мощности по сравнению с однотактными схемами, такими как обратноходовые и прямоходовые преобразователи. Поэтому двухтактная топология популярна во многих приложениях, особенно в телекоммуникациях и автоэлектронике.
Разработчики, хорошо знакомые с двухтаткными схемами, знают, что режим управления по току обычно применяется для пушпульных и мостовых схем, тогда как режим управления по напряжению, как правило, используют в полумостовых схемах. Двухтактный преобразователь склонен к насыщению сердечника трансформатора. Любая асимметрия вольтсекундной характеристики между двумя фазами работы приводит к асимметрии магнитного потока, что вызывает возрастание постоянного тока.
В полумостовой схеме один вывод первичной обмотки трансформатора соединен с центральной точкой конденсаторного делителя входного напряжения, и несимметричность вольтсекундной характеристики приводит к смещению центральной точки конденсаторного делителя либо к земле, либо к входному напряжению. Режим управления по току компенсирует эту тенденцию, и потенциал центральной точки возвращается к исходному уровню.
Если длительность одной фазы дольше другой в режиме управления по напряжению в полумостовой схеме, то приложенное к трансформатору напряжение уменьшается, т.к. конденсатор разряжается больше, и напряжение на нем падает. Таким образом происходит регулирование вольтсекундной характеристики. Поэтому смещение потенциала центральной точки конденсаторного делителя играет роль отрицательной обратной связи и предотвращает насыщение трансформатора. Таким же образом необходимо ввести и отрицательную обратную связь в двухтактном преобразователе при работе в режиме управления по напряжению.

Рассмотрим пушпульный каскад, показанный на рисунке 1. Когда ключ Q1 открыт, входное напряжение VIN за вычетом падения напряжения на сопротивлении ключа RDS(ON) и омическом сопротивлении обмотки (DCR) прикладывается к трансформатору в течение времени TON. Вольтсекундное произведение V . TON пропорционально амплитуде изменения магнитной индукции B. Когда ключ Q1 открыт, рабочая точка магнитного сердечника перемещается из А в А’ (см. рис. 2). Изменение магнитного потока пропорционально произведению V . TON. Таким же образом при открытии ключа Q2 рабочая точка перемещается обратно в третий квадрант из А в А’. На рисунке 2 показан идеальный вариант, когда длительность открытого состояния обоих ключей одинакова. При этом ток намагничивания не имеет постоянной составляющей и максимальное значение токов в обоих полуобмотках одинаково.

Рис. 1. Схема двухтактного пушпульного преобразователя

Рис. 2. Симметричный магнитный поток

На практике подобные случаи почти не встречаются, т.к. помимо одинакового времени включения в фазах необходимо еще и совпадение сопротивлений DCR и RDS(ON) в обеих частях схемы. Также из-за разности в динамических характеристиках ключей (время включения/выключения) неодинаковой оказывается и длительность открытого состояния ключа в каждой фазе. Следует учесть и джиттер генератора сигналов. Все перечисленное приводит к асимметрии фаз и смещению цикла перемагничивания от исходной точки (см. рис. 3). Поэтому токи намагничивания в полуобмотках различны. Если асимметрия фаз не компенсируется, то кривая перемагничивания смещается в сторону насыщения. При этом индуктивность обмотки уменьшается, и ток намагничивания резко возрастает, что приводит к отказу преобразователя.

Рис. 3. Асимметричный магнитный поток

При режиме управления по току во внутреннем (токовом) контуре управления ток первичной обмотки в каждом цикле сравнивается с сигналом ошибки, и вырабатывается управляющее воздействие, изменяющее вольт­секундную характеристику таким образом, чтобы уравновесить пиковый ток в обеих фазах. Как показано на рисунке 1, ток первичной обмотки складывается из тока намагничивания и тока нагрузки. Поэтому из-за быстрого изменения нагрузки возможна небольшая асимметрия фаз, но обычно она не приводит к сколько-либо существенным последствиям, т.к. величина BPEAK существенно меньше BSAT.
В режиме контроля по напряжению в каждом выходном цикле выходное напряжение сравнивается с заданным. Величина тока намагничивания не используется для выработки управляющего воздействия. Таким образом, режиму управления по напряжению не присуще балансирование рабочей характеристики и возврат частной кривой намагничивания трансформатора в исходное состояние. Следовательно, чтобы избежать насыщения сердечника, необходимо ввести отрицательную обратную связь, которая поможет сбалансировать вольтсекундную характеристику.

Естественно, возникает вопрос: если режим управления по току предотвращает насыщение сердечника трансформатора, то зачем рассматривать режим управления по напряжению для подобного типа преобразователя? И почему мы рассматриваем именно пушпульный преобразователь, а не какой-либо иной?
Ответ достаточно прост. Для ряда приложений характерен широкий диапазон изменений питающих напряжений. Например, в автомобильной электронике при холодном пуске двигателя напряжение может уменьшаться до 6 В, а в рабочем режиме увеличиваться до 15 В. Подобный провал напряжения делает бесперспективным применение мостовой или полумостовой схемы с драйверами верхних ключей. В пушпульном преобразователе оба ключа — нижние, поэтому он отлично подходит для приложений с малым входным напряжением. При малых, близких к нулю значениях токов, режим управления по току становится чувствительным к помехам. Длительность импульсов ШИМ может существенно отличаться от требуемой. Чтобы избежать этих проблем, к линейно изменяющемуся сигналу, используемому для генерации импульсов ШИМ, добавляют дополнительный линейно изменяющийся сигнал, увеличивая тем самым его амплитуду. С одной стороны, это стабилизирует работу ШИМ, но, с другой, усложняет управление и создает ряд проблем.
– При отсутствии или очень малой нагрузке величина дополнительного сигнала более зависит от напряжения, чем от тока, что может привести к неадекватной компенсации и возникновению колебаний.
– При величине заполнения более 50% дополнительный сигнал играет позитивную роль, однако при меньшей величине заполнения вновь возникают те же проблемы, приводящие к появлению колебаний.
Приведенные выше соображения показывают, что режим управления по напряжению в пушпульном преобразователе является привлекательным решением для многих приложений с пониженным входным напряжением и при большом диапазоне изменения нагрузки.

Как уже говорилось, при работе в режиме управления по напряжению в пушпульном преобразователе неизбежно возникает асимметрия фаз. Однако существуют и меры стабилизации, способные устранить этот недостаток.
Воздушный зазор в сердечнике трансформатора увеличивает удельное магнитное сопротивление. Магнитная проницаемость µ сердечника трансформатора обратно пропорциональна удельному магнитному сопротивлению. Таким образом, воздушный зазор уменьшает наклон петли гистерезиса (см. рис. 4) и отдаляет момент насыщения сердечника. Другими словами, введение воздушного зазора позволяет увеличить постоянную составляющую тока намагничивания.

Рис. 4. Иллюстрация эффекта от введения воздушного зазора в сердечник трансформатора

Воздушный зазор — это тоже отличное средство уменьшить влияние разброса магнитных материалов при серийном производстве. Без воздушного зазора индуктивность прямо пропорциональна магнитной проницаемости ферромагнитного сердечника, свойства которого существенно зависят от температуры и характеристик материала сердечника. Последние варьируются в очень широких пределах. Введение воздушного зазора уменьшает зависимость индуктивности от магнитной проницаемости µ ферромагнитного материала и увеличивает стабильность и повторяемость характеристик трансформаторов.
Как показано на рисунке 4, воздушный зазор уменьшает индуктивность, в результате чего возрастает пиковый ток, следовательно, уменьшается эффективность преобразователя. Но в большинстве случаев этот эффект не очень значителен.
Как следует из рисунка 1, вольтсекундная характеристика при пушпульной схеме определяется следующим образом:

 

[VIN – Im(RDS(ON) + DCR)] . TON        (1)

 

Полагая, что длительность одной фазы больше другой на Δt, новое значение тока можно описать выражением:

 

Im(new) = V(T + Δt)/Lm              (2)

 

или

 

Im(new) = Im + ΔIm                  (3)

 

Увеличение тока приводит к возрастанию мощности, рассеиваемой в MOSFET. Сопротивление RDS(ON) MOSFET имеет положительный температурный коэффициент, и поэтому RDS(ON) также возрастет. После алгебраических преобразований получим:

 

[VIN – (Im + ΔIm) RDS(ON) + DCR].(TON + Δt)              (4)

 

Из-за возрастания падения напряжения благодаря увеличению RDS(ON) и намагничивающему току уменьшается напряжение, прикладываемое к трансформатору, что, в свою очередь, компенсирует большее время открытия силового ключа в данной фазе. Возникает эффект отрицательной обратной связи, и асимметрия вольтсекундной характеристики уменьшается в течение нескольких циклов переключения. Это приводит к устойчивой работе преобразователя — рабочий цикл перемагничивания укладывается в безопасную зону кривой намагничивания, которая имеет небольшое смещение из-за эффекта подмагничивания (имеется постоянная составляющая в токе намагничивания). На рисунке 3 показан пример, когда рабочий цикл смещен, но находится в пределах безопасной зоны. Постоянная составляющая в намагничивающем токе возникает из-за неодинаковости пиковых токов. Также и добавление балластных резисторов в каждое плечо преобразователя обеспечивает отрицательную обратную связь, но в этом случае значительно возрастают потери, и уменьшается эффективность преобразователя.
В статическом режиме кривая намагничивания пушпульного преобразователя перемещается между первым и третьим квадрантами. Однако при запуске или в результате переходных процессов кривая намагничивания может изменяться от начальной точки. В этом случае при том же приращении ΔB, что и в статическом режиме, сердечник трансформатора может оказаться в зоне насыщения, что приведет к значительному возрастанию тока и выходу преобразователя из строя. Этого можно избежать, вводя мягкий старт и пошаговое ограничение предельного тока, благодаря чему при опасном возрастании тока, возможном в переходных процессах, прервется цикл, и преобразователь перезапустится. Пример схемной реализации пушпульного преобразователя приведен в [1].

Вы можете скачать эту статью в формате pdf здесь.

Двухтактный преобразователь 12V-400V (push-pull) — Меандр — занимательная электроника

Я решил попробовать собрать двухтактный преобразователь на микросхеме IR2153 типа push-pull.

(Схема полностью соответствует печатной плате)

Собрал довольно компактно с маленькими радиаторами и мощностью 28Вт при КПД 87%. Заработал он сразу и не нуждался в наладке.

  Самый большой «+» такого типа преобразователя — он практически не нуждается в настройке, вся настройка сводится к подбору частотозадающего конденсатора. Недостатком можно назвать относительно низкий КПД при начале зарядки конденсаторов(сопротивление нагрузки низкое). Собрал его для «чисто посмотреть работает он или нет». Но несмотря на КПД 87% радиаторы довольно сильно грелись. Потом я немного модифицировал плату под большие радиаторы и больший трансформатор (Ч30) и получил такой преобразователь.

Мощность 32Вт и КПД 87%. Трансформатор имеет 2 первичные полуобмотки по 3 витка 1мм провода и вторичную в 85 витков проводом 0.2мм. В качестве ключей использовал MOSFET IRF3205. На выходе использовал диодный мост из четырех SF18 и электролит на 400 вольт. Вся настройка свелась к подбору частоты, на этой схеме он 2.2Нф, что по даташиту соответствует частоте чуть больше 30КГц. Позже я перемотал трансформатор для 400Вольт, получилось 105 витков.

Распиновка MOSFET транзистора

Список аналогов транзистора:

IRF3205:
IRFZ44
IRL3705
SF18:
UF4007
HER108
HER208

Двухтактный преобразователь — это… Что такое Двухтактный преобразователь?

Двухтактный преобразователь — преобразователь напряжения, использующий импульсный трансформатор. Коэффициент трансформации трансформатора может быть произвольным. Несмотря на то, что он фиксирован, во многих случаях может варьироваться ширина импульса, что расширяет доступный диапазон стабилизации напряжения. Преимуществом двухтактных преобразователей является их простота и возможность наращивания мощности.

Двухтактный преобразователь похож на обратноходовый преобразователь, однако основан на другом принципе (энергия в сердечнике трансформатора не запасается).

Однофазный двухтактный преобразователь представляет собой двухтактный полномостовой генератор с трансформатором и выпрямитель с фильтром.

Принцип действия

Схема полномостового преобразователя

Схема полномостового преобразователя Простейший двухтактный преобразователь с самовозбуждением

Термин «двухтактный» иногда используется для описания любого преобразователя с двунаправленным возбуждением трансформатора. Например, в полномостовом преобразователе ключи, соединённые в Н-мост, изменяют полярность напряжения, подаваемого на первичную обмотку трансформатора. При этом трансформатор работает так, как будто он подключен к источнику переменного тока и производит напряжение на вторичной обмотке. Однако, чаще всего имеют в виду полумостовой преобразователь, нагруженный на первичную обмотку с отводом от середины.

В любом случае, напряжение вторичной обмотки затем выпрямляется и передаётся в нагрузку. На выходе источника питания часто включается конденсатор, фильтрующий шумы, неизбежно возникающие из-за работы источника в импульсном режиме.

На практике необходимо оставлять маленький свободный интервал между полупериодами. Ключами обычно является пара транзисторов (или подобных элементов), и если оба транзистора откроются одновременно, возникает риск короткого замыкания источника питания. Следовательно, необходима небольшая задержка, чтобы избежать этой проблемы.

Преимущества и недостатки

Транзисторы

Могут использоваться транзисторы n-типа и p-типа. Часто используются полевые транзисторы с изолированным затвором в связи с их способностью переключать большие токи, а также низким сопротивлением открытого канала. Затворы или базы силовых транзисторов подтягиваются через резистор к одному из напряжений источника питания. Для подачи положительного напряжения на затвор силового транзистора N-типа в схеме с общим истоком применяется дополнительный транзистор P-типа, а для соединения с потенциалом земли затвора силового транзистора P-типа применяется дополнительный транзистор N-типа.

Силовые транзисторы могут быть n-типа (в 3 раза выгоднее p-типа).

Фазировка

Очень важным моментом является синхронизация открытия и закрытия транзисторов. Если оба транзистора открыты, возникает короткое замыкание, если оба закрыты — появляются высоковольтные импульсы из-за ЭДС самоиндукции.

Если драйвер силовых транзисторов достаточно мощный и быстрый, ЭДС самоиндукции не успевает зарядить паразитные ёмкости обмоток трансформатора и транзисторов до высоких напряжений.

См. также

Ссылки

Двухтактный полумостовой преобразователь — Меандр — занимательная электроника

Изучим принципиальную схему двухтактного полумостового преобразователя, носящего международное называние «half bridge» (рис. 1).

Рис.1. Двухтактный полумостовой преобразователь

Пока на затворы транзисторов не поступило напряжение, они закрыты. Напряжение в средней точке емкостного делителя, выполненного на конденсаторах С1 и С2 одинаковой емкости, составляет половину от постоянного напряжения, питающего преобразователь.

Подадим от задающего генератора на затвор транзистора VT2 отпирающее напряжение. По цепи +Uвх, конденсатор С1, обмотка трансформатора TV1, транзистор VT2, -Uвх потечет ток. На вторичной обмотке трансформатора TV1 возникнет напряжение, которое будет выпрямлено диодной сборкой VD1 и сглажено конденсатором С3. Транзистор VT1 все это время был закрыт.

Подадим запирающее напряжение на затвор транзистора VT2 и опирающее напряжение на затвор транзистора VT1. Ток потечет по цепи +Uвх,транзистор VT1, обмотка трансформатора TV1, конденсатор С3, -Uвх. На вторичной обмотке трансформатора TV1 появится напряжение противоположной полярности относительно предыдущего такта, которое выпрямит диодная сборка VD1 и сгладит конденсатор С3. Затем постоянное напряжение с конденсатора С3 будет приложено к нагрузке. Транзистор  VT2   в течение второго такта закрыт.

Как видим, ток через нагрузку протекает в течение обоих тактов. Частота пульсации выходного напряжения в два раза выше частоты преобразования, что позволяет использовать  конденсатор С3 сглаживающего фильтра с небольшой номинальной  емкостью. Частная петля гистерезиса магнитопровода трансформатора полумостового преобразователя близка к предельной петле гистерезиса.

Пока нагрузка не соединена с ИИП, к каждому конденсатору емкостного делителя напряжения приложена половина от постоянного напряжения, питающего преобразователя. Если емкость конденсаторов делителя напряжения будет недостаточно велика, то при максимальной нагрузке в течение каждого полупериода конденсаторы будут существенно разряжаться, и напряжение на них превысит половину напряжения питания преобразователя.

Напряжение, приложенное к первичной обмотке импульсного трансформатора полумостового преобразователя, можно вычислить по формуле:

Где Uп – постоянное напряжение, питающее преобразователь;

Uнас – напряжение насыщения одного ключевого транзистора.

Емкость каждого конденсатора делителя напряжения можно вычислить по следующей формуле:

Где С – емкость конденсатора, Ф;

Iперв.макс – амплитуда полного тока через первичную обмотку трансформатора;

F  — частота преобразования, Гц;

ΔUс – изменение напряжения на конденсаторе за длительность времени прохождения через него импульса полного тока Iперв.макс.

Величина приложенной к конденсатору переменной составляющей напряжения не должна превышать максимально допустимую справочную величину для компонента данной марки и типа. Важно помнить, что номинальная емкость многих конденсаторов на высокой частоте и при низкой температуре окружающей среды существенно уменьшается.

Полумостовые преобразователи нашли широкое применение при выходной мощности от нескольких ватт до нескольких киловатт.

Достоинство полумостового преобразователя заключается в низком обратном напряжении, приложенном к каждому ключевому транзистору в состоянии отсечки, примерно равном постоянному напряжению питания преобразователя.

Это позволяет использовать полумостовые преобразователи при высоком питающем напряжении. Полумостовые преобразователи могут быть включены без нагрузки, и при этом не будет опасного повреждения компонентов. Частота пульсации равна удвоенной частоте преобразования.

Если емкости конденсаторов делителя напряжения строго одинаковы, ключевые транзисторы идентичны друг другу, и петля гистерезиса материала магнтопровода не содержит дефектов, то можно полагать, что подмагничивание сердечника импульсного трансформатора отсутствует. Такая картина возможна только в идеале. Так, например, в реальном полумостовом преобразователе емкости конденсаторов в делителе напряжения всегда отличны друг от друга и, следовательно, несимметрично перемагничивание трансформатора. Однако степень несимметрии обычно много меньше, чем в магнитопроводах трансформаторов однотактных преобразователей. Одним из простейших способов уменьшения подмагничиванмя сердечника полумостового преобразователя является включение неполярного конденсатора между импульсным трансформатором и средней точкой емкостного делителя напряжения.

К недостаткам относят наличие двух конденсаторов в делителе напряжения, разрушение компонентов ИИП при перегрузке по току в нагрузке при отсутствии системы защиты, меньший КПД, чем достижимый в мостовом преобразователе.

Источник: Источники питания. Москатов Е.А.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *