Лекция №13. Компаратор с гистерезисом

План лекции

1. Принцип работы компаратора при сравнении сигналов одной полярности.

2. Компаратор с гистерезисной характеристикой.

Принцип работы компаратора при сравнении сигналов одной полярности

Схема компаратора, поясняющая его работу при сравнении сигналов одной полярности, представлена на рис.98.

Рис. 98. Компаратор однополярных сигналов

Рис. 99. Временные диаграммы работы компаратора

В исходном состоянии, когда U_х = 0 состояние выхода компаратора определяется опорным напряжением. Оно здесь положительной полярности и подано на неинвертирующий вход, поэтому на выходе уровень логической единицы (U¹).

При увеличении сигнала U_х, в данном случае положительной полярности, величина дифференциального сигнала, определяемая потенциалами точек А и Б: уменьшается и когда U_х станет больше или равно U_оп происходит смена полярности дифференциального сигнала и за счет большого

K_u компаратор резко переключается. Если нужна противоположная характеристика преобразования, надо или поменять полярности U_х и U_оп, если это возможно, если нет, то надо поменять местами точки подключения U_х и U_оп.

Рассмотрим характеристику преобразования схемы с учетом неидеальности компаратора.

Для нахождения характеристики преобразования воспользуемся эквивалентной схемой:

Рис. 100. Эквивалентная схема компаратора однополярных сигналов

Эквивалентная схема приведена без учета синфазных сопротивлений.

Используя метод эквивалентных преобразований и принцип суперпозиции определим потенциалы точек А и Б и исходя из этого найдем характеристику преобразования.

,	(159)
,	(160)
.	(161)
После упрощений:
.	(162)
Решим последнее уравнение относительно :
.	(163)

Для компенсации ошибок, связанных со входными токами компаратора, обычно R₁ = R_2, тогда:

.

(164)

Второе слагаемое в этом выражении определяет систематическую ошибку данного компаратора от конечной величины входного сопротивления и коэффициента усиления.

Если если , , то получаем идеальную характеристику преобразования .

Ошибку, связанную с температурным дрейфом, наличием входных токов и напряжения смещения нуля можно определить из следующей эквивалентной схемы.

Рис. 101. Эквивалентная схема учета ошибок

Как видно, по физическому смыслу она полностью соответствует эквивалентной схеме компаратора, сравнивающего сигналы разной полярности. Поэтому конечное выражение для ошибки будет полностью совпадать.

Компаратор с гистерезисной характеристикой

Рассмотрим временную диаграмму работы компаратора (рис. 98) при сравнении сигналов одной полярности и оценим ее помехоустойчивость.

Рис. 102. Компаратор с гистерезисом

В исходном состоянии и состояние выхода определяется опорным напряжением. Оно здесь подается на неинвертирующий вход, поэтому на выходе будет напряжение логической единицы

U¹.

В

Рис. 103. К пояснению помехоустойчивости

момент и компаратор переключается.

Следующее переключение компаратора произойдет в момент

, когда .

И следующее переключение в момент , когда .

Дальше, если бы входной сигнал менялся бы по пунктирной линии, переключений в схеме больше бы не происходило.

Однако, после момента времени t₃

на входной сигнал наводится помеха и под воздействием этой помехи входной сигнал несколько раз пересекает линию U_оп, поэтому произойдет соответствующее число переключений.

Оценим, какова помехоустойчивость, и с какой точностью про

исходит сравнение. Для этого предположим, что компаратор имеет, например выход элемента ТТЛ. В элементах ТТЛ диапазон изменения выходного напряжения данного компаратора можно определить:

.

Это напряжение связано с дифференциальным сигналом следующим выражением:

, тогда получим: , то есть сравнение сигнала происходит с очень большой точностью. Эта высокая точность, с одной стороны, является большим преимуществом интегральных компараторов напряжения, а с другой стороны большим недостатком, так как наличие во входном сигнале и опорном напряжении помех на уровне рассчитанных величин и менее (для других компараторов с более высоким коэффициентом усиления) будет приводить к ложным срабатываниям. Поэтому в этом случае для повышения помехоустойчивости, то есть для исключения ложных срабатываний, в работу компаратора вводят гистерезис.

Гистерезис достигается путем включения большого опорного напряжения, когда входной сигнал (аналоговый) меняется от меньшего значения к большему, по сравнению с опорным напряжением, когда входной сигнал меняется от большего значения к меньшему. Физически это реализуется в схеме путем введения положительной обратной связи по опорному сигналу, при этом большее значение опорного напряжения называется напряжением верхней точки срабатывания компаратора, в меньшее значение – напряжением нижней точки срабатывания.

Рассмотрим схему с гистерезисом (рис. 102).

Пусть в исходном состоянии U_х = 0 и состояние выхода определяется опорным напряжением. Оно здесь подается на неинвертирующий вход, поэтому на выходе будет напряжение логической единицы

U¹.

За счет этого высокого уровня выходного сигнала потенциал точки Б принимается значение напряжения верхней точки срабатывания:

.

(269)

Поэтому переключением за счет действия безынерционной положительной обратной связи поменяет свое значение потенциал точки Б и станет равным напряжению нижней точки срабатывания:

.

(270)

Поэтому следующее переключение произойдет в момент , когда ( – напряжение нижней точки срабатывания). Одновременно с этим переключение за счет действия положительной обратной связи потенциал точки Б примет значение напряжения верхней точки срабатывания. Поэтому следующее переключение схемы произойдет в момент времени , с одновременным изменением потенциала точки Б на напряжение нижней точки срабатывания. И, как видно, переключений больше не будет.

Таким образом, мы ввели некоторую зону нечувствительности к входному сигналу, тем самым, потеряв точность сравнения входного и опорного сигнала, но зато в целом повысили помехоустойчивость системы. Поэтому параметры зоны нечувствительности (ширину получаемой петли гистерезиса) необходимо рассчитывать с учетом конкретных уровней помех, чтобы существенно не влиять на точность сравнения.

Петлю гистерезиса можно определять по АПХ компаратора, то есть по зависимости U_вых = f(U_вх), где U_вх = U_х.

теперь первое переключение схемы произойдет в момент

, когда ( – напряжение верхней точки срабатывания), одновременно с этим

Рис. 103. Характеристика преобразования компаратора с гистерезисом

За счет того, что U_оп положительно и U¹ – высокий уровень, то U_Б равен напряжению верхней точки срабатывания. Поэтому пока входной сигнал не станет больше, чем напряжение верхней точки срабатывания, переключение компаратора не будет. После этого переключения U_Б станет равен напряжению нижней точки срабатывания, поэтому при дальнейшем увеличении входного сигнала переключений больше не будет.

Если теперь начать уменьшать входной сигнал, то переключение произойдет, когда он достигнет значения напряжения нижней точки срабатывания. Одновременно с этим потенциал точки Б примет значение верхней точки срабатывания, поэтому при дальнейшем уменьшении U_х переключение больше происходить не будет.

Контрольные вопросы

1. Компаратор для сравнения сигналов одной полярности.

2. Компаратор с гистерезисом.

Гистерезис при положительной обратной связи

January 4, 2012 by admin Комментировать »

При работе с компараторами могут возникнуть неприятности с «дрожанием», особенно в том случае, когда в сигнале присутствует значительный шум. Вместо однократного изменения уровня выходного напряжения при достижении входным сигналом значения F_ref могут иметь место быстрые колебания между логическими уровнями. При таком явлении нарушается функционирование счетчиков, и его можно избежать, вводя в характеристику компаратора гистерезис. Этот гистерезис или «люфт» является элект-

Рис. 11.49. Компаратор на ИС311 с гистерезисом (источники питания и земля подключаются так, как показано на рис. 11.48).

рическим аналогом дверной пружинной защелки и возникает в результате введения неглубокой положительной обратной связи.

где V_pp — величина, на которую меняется выходное напряжение при срабатывании компаратора.

Рис. 11.50. Типичная характеристика компаратора на ИС311 с гистерезисом.

На рис. 11.49 представлен компаратор на ИС 311 с 50-милливольтным гистерезисом. Сигнал положительной обратной связи подается, естественно, на неинвертирующий вход, и для того, чтобы коэффициент передачи цепи обратной связи был вполне определенным (а значит, и величина гистерезиса была фиксированной), необходимо подавать сигнал на этот вход от источника с малым сопротивлением. Но обычно легче не требовать малого сопротивления источника сигнала, а подавать на неинвертирующий вход опорное напряжение. В этом случае входной сигнал подается на инвертирующий вход, а характеристика становится инверсной, как показано на рис. 11.50, и демонстрирует наличие гистерезиса. Когда напряжение на выходе компаратора изменяется, за счет положительной обратной связи слегка меняется опорное напряжение (точнее: потенциал неинвертирую- щего входа. — Примеч. перев.), так что требуется относительно большое приращение входного сигнала, чтобы вызвать обратный перескок выходного напряжения. В схеме на рис. 11.49 ширина петли гистерезиса АКравна

Литература: М.Х.Джонс, Электроника — практический курс Москва: Техносфера, 2006. – 512с. ISBN 5-94836-086-5

Приемы и трюки использования встроенного компаратора в контроллерах Microchip

Микроконтроллеры Microchip используются во многих устройствах, начиная от пожарных датчиков и заканчивая промышленной и автомобильной электроникой. Контроллеры PIC12F и PIC16F, имеющие встроенный аналоговый компаратор, сочетают в себе производительное RISC-ядро, Flash память программ и возможность обработки аналоговых сигналов. Перезаписываемая память программ и широкий выбор инструментальных средств (внутрисхемный отладчик ICD2, внутрисхемное программирование, эмулятор ICE2000) делают эти контроллеры незаменимыми для любых типов встраиваемых систем.

Приемы и трюки, рассмотренные ниже, помогут полностью использовать потенциал компараторов, как дискретных, так и встроенных в микроконтроллеры Microchip PIC.
    

1. Контроль батарейного питания

При работе системы от батареи важно знать, когда напряжение батареи снижается ниже допустимого уровня. Обычно для этого используется модуль PLVD (Programmable Low Voltage Detect). Однако, если его нет составе периферии контроллера, то можно построить простейшую схему на основе встроенного компаратора и нескольких внешних элементов. При питании микроконтроллера стабилизированным напряжением используется схема, указанная на рисунке 1, при нестабилизированном питании используется схема на рисунке 2.
   

   
Пример (стабилизированное питание):
Минимально допустимое напряжение VBATT = 5,7 В
VDD = 5 В, R1 = 33 кОм, R2 = 10 кОм, R3 = 39 кОм, R4 = 10 кОм

Резисторы R1 и R2 выбираются такими, чтобы напряжение на неинвертирующем входе компаратора было порядка 0,25 VDD; R3 и R4 – такими, чтобы напряжение на инвертирующем входе было таким же, как и на неинвертирующем при минимальном допустимом напряжении батареи.
    

    
Пример (нестабилизированное питание):
Минимально допустимое напряжение VBATT = 3 В
R1 = 33 кОм, R2 = 10 кОм и R3 = 470 Ом

Резистор R3 выбирается таким, чтобы диод был открыт при минимально допустимом напряжении батареи, а резисторы R1 и R2 задают напряжение на инвертирующем входе равное падению напряжения на диоде.
   

2. Процедура контроля изменения состояния компаратора
   

При использовании компаратора для контроля датчика важно знать как момент изменения состояния компаратора, так и сам факт изменения. Стандартный метод контроля основывается на сравнении текущего значения компаратора с его предыдущим значением, сохраненным в памяти контроллера (пример 2-1).
   

Test
MOVF hold,w ; предыдущее значение компаратора
XORWF CMCON,w ; сравниваем с текущим компаратором
ANDLW COUTMASK
BTFSC STATUS,Z
RETLW 0 ; если значения равны, то возвращаем 0
MOVF CMCON,w ; если не равны, то считываем текущее значение,
ANDLW COUTMASK ; маскируем ненужные биты и
MOVWF hold ; сохраняем в ячейке ОЗУ
IORLW CHNGBIT ; выставляем флаг изменения состояния компаратора
RETURN

Каждая проверка осуществляется за 5 команд, если изменение не происходило, 9 команд – если произошло. Помимо этого, требуется 1 ячейка ОЗУ для хранения предыдущего значения.

Усовершенствованная процедура контроля пригодна, если используется один компаратор: она использует флаг прерывания для контроля состояния (пример 2-2).
   

Test
BTFSS PIR1,CMIF ; проверяем флаг прерывания по компаратору
RETLW 0 ; если флаг не установлен, то возвращаем 0
BTFSS CMCON,COUT ; проверяем бит компаратора
RETLW CHNGBIT ; если 0 – возвращаем 0
RETLW COUTMASK + CHNGBIT ; если 1 – возвращаем маскированное значение

   
В данном случае проверка занимает 2 команды, если изменение произошло, то 3 команды. При этом не используется память ОЗУ.

Если в программе невозможно использовать флаг прерывания, либо ведется обработка состояния двух компараторов, то удобным является использование бита полярности выходного сигнала компаратора (пример 2-3).
    

Test
BTFSS CMCON,COUT ; анализируем бит компаратора
RETLW 0 ; если 0 – возвращаем 0
MOVLW CINVBIT ; если 1 – инвертируем выход
XORWF CMCON,f ; обнуляем бит компаратора
BTFSS CMCON,CINV ; анализируем инверсию выхода компаратора
RETLW CHNGFLAG ; если нет — возвращаем CHNGFLAG
RETLW COUTMASK + CHNGFLAG ; если есть – возвращаем маскированное значение

   
Если изменения не произошло, то цикл занимает всего 2 команды, иначе – 5 команд. Память ОЗУ также не используется.
   
   

3. Гистерезис
   

Когда на входах компаратора напряжения близки друг к другу, могут происходить нежелательные многократные переключения состояния компаратора под влиянием шумов и помех. Для исключения этого эффекта для компаратора вводится схема гистерезиса (рисунок 3). Эта схема смещает уровни срабатывания компаратора для исключения влияния шумов и помех.
    

   
Для определения значений резисторов необходимо знать уровни порогов петли гистерезиса VTH и VTL:
   

   
При расчетах важно учитывать, что через резисторы R1 и R2 течет постоянный ток, поэтому их суммарное значение должно быть не менее 1 кОм. Кроме того, это значение не должно быть выше 10 кОм: от этого зависит значение резистора R3, которое не должно быть выше 100 кОм. Большее значение этого резистора может вызвать смещение входного напряжения на неинвертирующем входе.

       

      

     

   
Пример расчета:
VDD = 5 В, VH = 3 В, VL = 2,5 В
VAVG = 2,77 В
R1 = 8,2 кОм и R2 = 10 кОм => VAVG = 2,75 В
REQ = 4,5 кОм
DR = 0,1
R3 = 39 кОм (получено 40.5 кОм, но такого номинала нет)
VHACT = 2,98 В
VLACT = 2,46 В
  

  
4. Измерение ШИМ-модулированного сигнала
    

Для измерения длительностей сигнала низкого и высокого уровней во входном ШИМ-сигнале используется комбинация компаратора и таймера 1 с внешним входом разрешения (рисунок 4). Когда на входе контроллера T1G низкий уровень, то счет таймера 1 разрешен, когда высокий уровень – запрещен. Использование компаратора на входе позволяет организовать измерение длительности между спадом и фронтом входного сигнала. Для измерения длительности между фронтом и спадом просто необходимо задать инверсию выхода компаратора установкой бита CINV в регистре CMCON.

Для синхронизации входного сигнала и таймера необходимо включить схему синхронизации установкой бита C2SYNC.
    

   
Если встроенный компаратор не имеет схемы синхронизации, то необходимо использовать внешний D-триггер. Триггер должен иметь синхронизацию по спаду для исключения некорректных состояний (рисунок 5).
    

    
5. Установка пределов полезного сигнала
    

При измерении аналогового сигнала важно знать, когда он выходит за рамки допустимых значений. Этот контроль можно осуществить на основе несложной схемы, состоящей из двух аналоговых компараторов и трех резисторов (рисунок 6). На соответствующих выходах схемы присутствует активный уровень тогда, когда входной сигнал выходит за пределы допустимых значений. Такая схема позволяет увеличить достоверность обработки сигнала и снизить риск перегрузки входных цепей системы.
    

     
Пределы допустимых значений входного сигнала устанавливаются с помощью делителя напряжения на резисторах R1, R2 и R3, рассчитать которые можно по формулам 6 и 7. Важно учесть, что через эти резисторы течет постоянный ток, поэтому для снижения потребления схемы необходимо выбирать их суммарное значение более 1 кОм, но не более 1 МОм, что может привести к появлению напряжения смещения на входах компаратора.
     

    
Для снижения количества ложных срабатываний схемы можно ввести гистерезис как для компаратора верхнего предела, так и нижнего. Для этого используются формулы для расчета резисторов из приема #3. При этом, для компаратора верхнего предела суммарное значение R2 и R3 является значением R2 для расчета гистерезиса.

В компаратор нижнего предела необходимо добавить Req (1..10 кОм) между входом схемы и неинвертирующим входом компаратора. Далее, необходимо рассчитать резистор обратной связи по формулам 4 и 5.

   
Пример расчета:
VDD = 5 В, VTH = 2,5 В, VTL = 2 В
R1 = 12 кОм, R2 = 2,7 кОм, R3 = 10 кОм
Полученные VTH = 2,57 В, VTL = 2,02 В
  
  

6. Подавление постоянной составляющей
  

В системах передачи данных полезный сигнал может иметь постоянную составляющую, величина которой зависит от многих факторов, в том числе от температуры (температурный дрейф), токов в земляном проводнике и т.д. Наличие этой составляющей и ее нестабильность значительно усложняет дальнейшую обработку сигнала: простой детектор уровней не сможет адекватно восстановить полезный сигнал, т.к. значение постоянной составляющей может быть сопоставимо с уровнем самого сигнала. В таких ситуациях применяется схема подавления постоянной составляющей (рисунок 7). С помощью аналогового компаратора входной сигнал сравнивается со своим средним значением, полученным фильтрацией. ФНЧ на основе R1 и С1 должен иметь частоту среза выше, чем частота изменения постоянной составляющей и намного ниже частоты входного сигнала.
   

    
Резисторами R2 или R3 устанавливается требуемый уровень выходного сигнала при отсутствии входного: если установлен резистор R2, то на выходе будет низкий уровень при отсутствии входного сигнала, если установлен R3 – то высокий. Их значение должно быть на два порядка больше, чем R1.

Пример:
Скорость передачи данных – 10 Кбит/с, частота среза – 500 Гц
Получаем R1 = 10 кОм, С1 = 33 мкФ, R2 = R3 = 500..1000 кОм
   

7. Одновибратор
  

Когда в системе необходимо фиксировать короткие импульсы, используется схема одновибратора. По входному короткому импульсу она формирует выходной импульс заданной длительности, который сможет быть обработан микроконтроллером. Схема на основе компаратора представлена на рисунке 8. Она имеет две обратных связи: первая задаёт гистерезис, вторая – время выходного импульса (на основе RC-цепи). При появлении на входе схемы фронта сигнала, на выходе генерируется положительный импульс заданной длительности.

Одновибратор работает следующим образом: когда на входе схемы низкий уровень, С1 заряжается до уровня порядка 0,7 В (напряжение ограничено диодом D1 и резистором R1). Значение резистора R1 значительно меньше R2 и не должно оказывать большого влияния на напряжение заряда. На выходе компаратора присутствует также низкий уровень, а на неинвертирующем входе

– напряжение ниже 0,7 В (через схему гистерезиса, нижний предел в которой задан на уровне 0,7 В). Конденсатор С2 заряжен на напряжение между входом схемы и неинвертирующим входом компаратора.
    
Когда на входе схемы появляется высокий уровень, то на входе компаратора появляется напряжение выше 0,7 В и вызывает его переключение. В этот момент конденсатор С1 начинает заряжаться через резистор R2. Когда напряжение на нем возрастает выше верхней границы гистерезиса, компаратор снова переключается и конденсатор разряжается через диод D1 и резистор R1. Таким образом, схема переходит в свое первоначальное состояние.

Для начала необходимо рассчитать значение резисторов R3, R4 и R5, задающих гистерезис (см. прием #3). Далее, рассчитываются значения C1 и R2 по формуле 8. Диод D1

– любой низковольтный импульсный диод, R1 – 0,01 от R2, С2 – 100..220 пФ.
  

  
Пример:
VDD = 5 В, VTH = 3 В, VTL = 2,5 В
По приему #3: R4 = 1 кОм, R5 = 1,5 кОм и R3 = 12 кОм
TPULSE = 1 мс, C1 = 0,1 мкФ и R2 = 15 кОм
Диод D1 – 1N4148, R1 = 220 Ом, C2 = 150 пФ
    

   
8. Мультивибратор (прямоугольный сигнал)

На основе компаратора или операционного усилителя можно построить генератор сигналов прямоугольной формы — мультивибратор. Как и в предыдущем приеме #7, в основе схемы лежат две обратные связи: цепочка гистерезиса на резисторах R1, R2 и R3 и времязадающая цепь RТCТ (рисунок 9).
    

   
Для начала необходимо рассчитать цепочку гистерезиса (см. прием #3), учитывая, что компаратор устойчиво работает при равномерно распределенных напряжениях переключения относительно рабочей точки VDD/2, т.е. VTH = 1,66 В и VTL = 3,33 В. Далее, по формуле 9 необходимо рассчитать значения RT и CT.
    

   
Пример:
VDD = 5 В, VTH = 3.33 В, VTL = 1.66 В
R1 = R2 = R3 = 10 кОм
FOSC = 480 Гц => RT = 15 кОм, CT = 0,1 мкФ
   
   

9. Мультивибратор (пила)Для получения на выходе мультивибратора сигналов пилообразного напряжения требуется небольшая доработка схемы из приема #8 (рисунок 10).

В начале цикла времязадающий конденсатор СТ разряжен через диод. На выходе компаратора появляется высокий уровень, благодаря которому начинается зарядка конденсатора СТ через резистор RT. Когда уровень напряжения поднимается выше напряжения гистерезиса, происходит переключение компаратора. В этот момент происходит быстрая разрядка конденсатора через диод и цикл повторяется.
     

    
Напряжение на конденсаторе нарастает по обратно экспоненциальному закону; в начальный момент времени отрезок экспоненты можно считать линейным, что и используется для генерирования пилообразного напряжения. Выходом схемы является напряжение на конденсаторе.

При расчете важно учитывать то, что напряжение на выходе будет задаваться пределами петли гистерезиса. Кроме того, напряжения гистерезиса должны быть равномерно разделены в рабочей области напряжений компаратора. Далее, по формуле 10 рассчитываются значения RT и CT.

  
Пример:
VDD = 5 В, VTL = 1,66 В и VTH = 3,33 В
R1 = R2 = R3 = 10 кОм
FOSC = 906 Гц => RT = 15 кОм, CT = 0,1 мкФ
    

Для повышения линейности пилообразного напряжения необходимо заменить времязадающий резистор RT на токоограничительный диод (рисунок 11). Тогда параметры схемы рассчитываются по формуле 11.
     

    

   
10. Удвоитель напряжения
    

Используя мультивибратор из приема #8, можно построить удвоитель напряжения на конденсаторах (рисунок 12).
  

    
В начале цикла, когда на выходе компаратора низкий уровень, происходит заряд конденсатора С1 через диод D1. Когда мультивибратор переключается, на выходе появляется высокий уровень, диод D1 закрывается и заряд конденсатора останавливается. Напряжение на конденсаторе С1 складывается с напряжением на выходе компаратора и оказывается равным примерно двум напряжениям питания. Этим удвоенным напряжением заряжается конденсатор С2 через диод D2, который в данный момент открывается. Далее напряжение на выходе мультивибратора становиться низкого уровня, диод D2 закрывается и на С2 остается накопленный заряд удвоенного напряжения. В этот момент открывается D1 и цикл зарядка/разрядка повторяется.

Напряжение на выходе схемы нестабильно относительно нагрузки, поэтому такие схемы чаще всего используют как источники напряжения с конечным внутренним сопротивлением. Эквивалентная схема представлена на рисунке 13.
    

    
Для правильного расчета схемы необходимо знать максимальный выходной ток, который не может быть больше половины максимального выходного тока компаратора. На основе выходного тока нужно определить выходное сопротивление. Далее, по формуле 12 рассчитываются значение конденсатора и частота мультивибратора. Сам мультивибратор рассчитывается по формулам из приема #8.
   

    
Пример:
По приему #8 рассчитываем мультивибратор на частоту FOSC = 4,8 кГц
C1 = C2 = 10 мкФ
ROUT = 21 Ом
    

11. Генератор ШИМ
    

Для генерирования ШИМ сигнала, управляемого уровнем напряжения, можно использовать мультивибратор с пилообразным выходом (прием #9).

Далее, с помощью второго компаратора, входное задающее напряжение сравнивается с пилообразным напряжением мультивибратора. На выходе компаратора получается ШИМ сигнал, скважность которого пропорциональна входному напряжению (рисунок 14).

    

    
Для корректной работы ШИМ генератора необходимо рассчитать мультивибратор по формулам из приема #9. Важно учесть, что верхний и нижний пределы гистерезиса мультивибратора должны быть соответственно выше и ниже максимального и минимального значения задающего напряжения. Если входное напряжение будет ниже, чем нижний предел гистерезиса, то скважность выходных импульсов будет равна 0, т.е. выходные импульсы будут отсутствовать и на выходе схемы будет низкий уровень. Аналогично, если задающее напряжение будет выше верхнего предела гистерезиса, то на выходе будет высокий уровень.
    
     

12. Операционный усилитель на основе компаратора
    

При обработке сигналов с датчика требуется усиление для полного использования всего диапазона преобразования АЦП. Обычно для этого используют операционные усилители, но в приложениях, где важна цена или размер платы добавление внешних элементов не всегда оправдано.

Как раз для такого типа приложений используется следующий прием: для медленных сигналов встроенный компаратор можно заставить работать в режиме усиления. Причем, есть возможность построения как неинвертирующего, так и инвертирующего усилителя (рисунок 15 и рисунок 16).
    

       

    
Резисторы R1 и R2 рассчитываются по формуле 13, исходя из нужного коэффициента усиления. Далее рассчитывается ФНЧ на R3 и С2 (формула 14).
    

    
Частота среза этого фильтра должна быть в 2-3 раза выше, нежели максимальная частота полезного сигнала. Резистор R3 должен иметь невысокое сопротивление, т.к. от него зависит выходное сопротивление. Частота среза входного фильтра на конденсаторе С1 должна быть такая же, как у выходного. Значение С1 рассчитывается по формуле 15.

   
Для расчета инвертирующего усилителя используется формула 16. ФНЧ для этого усилителя рассчитываются аналогично неинвертирующему.
    
Пример:
Gain = 6,156, R1 = R3 = 19,8 кОм
R2 = 3,84 кОм, C1 = 0,047 мкФ, FCORNER = 171 Гц
C2 = 0,22 мкФ
  
    

13. ШИМ драйвер
   

Для управления силовыми ключами MOSFET требуются специальные драйвера, имеющие частотный или ШИМ сигнал на выходе. Такой драйвер можно построить на основе компаратора. На рисунке 17 показан драйвер для верхнего MOSFET ключа.

Схема работает следующим образом. В начале ключ закрыт и через нагрузку не течет ток. Через токовый датчик R1 ток не течет, соответственно на неинвертирующем входе компаратора присутствует нуль. На инвертирующем входе компаратора присутствует задающее напряжение больше нуля. На выходе компаратора присутствует низкий уровень, который открывает силовой ключ. Ток в цепи нагрузки начинает нарастать медленно, т.к. в цепи присутствует индуктивность.
    

     
Когда напряжение на токовом датчике достигает значения задающего напряжения, происходит переключение компаратора. Ключ закрывается и напряжение начинает падать через диод. Как только напряжение на токовом датчике R1 упадет ниже задающего, компаратор опять переключается и цикл повторяется. Для задания времени переключения служит цепочка R2C1. Она позволяет задать оптимальный режим работы для MOSFET ключа.

В итоге, ток в нагрузке колеблется около заданного (рисунок 18).

      
    
Расчет параметров драйвера начинается с определения рабочей частоты FSWX. Она определяется системными требованиями. Далее, выбирается подходящий ключ MOSFET и диод в соответствии с током через нагрузку. По этим параметрам рассчитывается времязадающая цепь (формула 17).

Зная напряжение и ток в нагрузке, по формуле 18 рассчитывается значение индуктивности. По току в нагрузке выбирается и токовый датчик R1, который обеспечивает падение напряжения порядка 0,1 В при максимальной нагрузке.

   
Пример:
FSWX = 10 кГц, R2 = 22 кОм, C1 = 0,01 мкФ
IRIPPLE = 100 мА, VDD = 12 В, VL = 3,5 В
L = 4,25 мГн
   
    

14. Дельта-сигма АЦП
    

Этот прием описывает построение программно-аппаратного дельта-сигма АЦП. Такой преобразователь состоит из интегратора, компаратора, сэмплера и 1-битного ЦАП (рисунок 19). В данном случае, интегратором является RC-цепочка R1C1, компаратор – встроенный в микроконтроллер. Сэмплер реализован программно, а в качестве ЦАП выступает порт контроллера, выход которого заведен на интегратор через резистор R2. Опорное напряжение VDD/2 образуется с помощью делителя на резисторах R3 и R4.
    

    
Принцип работы преобразователя таков. На выходе ЦАП (вывод порта) присутствует привязанная к квантам времени копия состояния компаратора. Получается ШИМ сигнал, скважность которого обратно пропорциональна величине входного сигнала, т.е. при увеличении входного сигнала скважность падает, при уменьшении – растет. Само аналого-цифровое преобразование основывается на цифровом интегрировании скважности модулирующего сигнала ШИМ. Для этого используется два счетчика: первый считает полное количество импульсов в периоде, второй – количество импульсов, когда сигнал на выходе нулевой. Отношение значения второго счетчика к первому эквивалентно отношению входного сигнала к VDD. Важно, что значения эквивалентны лишь в том случае, есть R1=R2. Иначе, они пропорциональны отношению R2 к R1.

Более полная информация по построению дельта-сигма АЦП описана в документе AN700

«Make A Delta Sigma Converter Using a Microcontroller’s Analog Comparator Module».

Пример:
R3 = R4 = 10 кОм
R1 = R2 = 5,1 кОм
C1 = 1000 пФ

    
    

15. Преобразователь логических уровней
    

Иногда, в системе требуется преобразовать уровень логического сигнала. Эта функция может быть реализована с помощью компаратора (рисунок 20).
    

   
На инвертирующем входе компаратора необходимо задать уровень, равный половине входного преобразуемого напряжения (VIN/2). Это можно сделать либо с помощью внешнего делителя на резисторах R1 и R2, либо с помощью внутреннего генератора опорного напряжения, если он присутствует в контроллере. Задержка преобразования на встроенном компараторе составляет порядка 300 нс.

Пример:
VIN = 0..2 В, VIN/2 = 1 В, VDD = 5 В
R2 = 10 кОм, R3 = 3,9 кОм

    
    

16. Логические функции
    

Во встраиваемых системах часто возникает необходимость реализации той или иной логической функции. Для этого приходиться ставить дополнительную микросхему, что не всегда удобно. В этом примере показано, как можно реализовать основные логические функции на основе встроенного в микроконтроллер компаратора.
     

    

    

    

    

   
Необходимо учесть следующее:
Для корректной работы схемы на входах должны быть следующие уровни: «0»– GND, «1»– VDD; Сопротивление R2 = 2*R1, при этом общее сопротивление должно быть достаточно большим, чтобы минимизировать потребление схемы. R3 = R4; Входные резисторы и входная емкость компаратора образуют интегрирующую цепочку, что влияет на быстродействие схемы; Сам компаратор имеет задержку порядка 300 нс, что также необходимо учитывать при проектировании.
   

    

   
Важно:
R1 = R2 = R3;
Ток через резистор R4 должен соответствовать прямому току через диоды.
  
   

17. RS-триггер

На основе компаратора можно построить RS-триггер (рисунок 28). На входах компаратора с помощью резистивных делителей R1..R4 заданы уровни напряжения VDD/2. На неинвертирующий вход подается сигнал положительной обратной связи с выхода компаратора. Для переключения полученного триггера в нулевое состояние необходимо подать низкий уровень на вход R, для переключение в единичное состояние — на вход S. Диоды на входах не позволяют подать одновременно два высоких уровня.
    

Задержка переключения триггера составляет порядка 300 нс, что определяется внутренней задержкой компаратора.

Резисторы R1..R5 должны иметь одинаковый номинал, при этом суммарное сопротивление резисторов R1, R2 и R3, R4 должно быть достаточно большим для уменьшения потребления схемы.

Источник — http://microchip.com.ru/Support/TipsComp.html
   
    

Расчет компаратора с гистерезисом

Полезна ли эта статья? Однако, меня заворожила красота математических выкладок и пришедших идей. Поэтому захотел её опредметить…

(Примечание: картинки в статье кликабельны и ведут на увеличенное изображение.)

Вступление

Определение: Супервизор — это микросхема детектор пониженного напряжения, для защиты схемы/устройства от некачественного питания (по англ. «Undervoltage Protection», «Undervoltage Sensing Circuit», «Supply Voltage Supervisor» и т.п.)

Читая даташиты на Супервизоры, и рассматривая функциональные схемы — заметил, что реализация встроенных компараторов напряжений различается:

1. Некоторые схемы основаны на классической конфигурации, когда эталонный Источник Опорного Напряжения (ИОН) подключается Анодом к Земле и подпирает один из входов Компаратора — это, ИМХО, более естественно и привычно.
   Обычно, в такой схеме, ИОН подпирает инверсный вход (-), тогда при снижении напряжения питания ниже Порога — выход компаратора переключается в состояние «лог.0», что значит: «ошибка» или «нет питания»… (см. схему «Рис.2»)
2. Но как ни странно, большинство Супервизоров общего назначения реализованы на перевёрнутой конфигурации: когда ИОН подключается как-то хитро… Катодом к шине Питания… Запутанная схема — вызвала желание разобраться… (см. схему «Рис.1»)

А впоследствии, ещё возник вопрос: какой из двух подходов эффективнее? Я тогда искал схемотехническое решение для собственной реализации Супервизора, на дискретных компонентах…

Таким образом, в этой статье представлен разбор принципа работы двух схем. Методика расчёта обвязки компаратора, для обоих схем. И мои рекомендации, какая из двух схем лучше.

1. Типовая схема Супервизора «Рис.1»

По этой схеме выполнены микросхемы Супервизоров: KIA70xx Series; PST529 Series; отечественные серии К1171СП2хх, К1274хх. То есть, здесь, большинство простейших универсальных трехвыводных супервизоров питания общего назначения.

Рис.1 — Типовая схема Супервизора:

Пояснение работы схемы

На компаратор поступает два напряжения, формируемые:
(1) каскадом со стабилитроном = Vcc — dUстаб. (фиксированная аддитивная добавка)
(2) резистивным делителем = Vcc * R2/(R1+R2) (пропорциональная часть)

Изначально: (1)>(2), компаратор выдаёт «лог.0» на выходе.

При уменьшении Vcc, пропорциональная часть (2) от Vcc — уменьшается медленнее, чем целое Vcc (1)… В конце концов, потенциал (1) нагонит и сравняется с (2).

Смещение dUстаб. не влияет на скорость схождения — это лишь небольшая фора для (1), чтобы успеть нагнать напряжение (2), которое стартует при изначально более «выгодных» условиях <Упрощённо: если напряжение (1) бежит аж от Vcc до 0V, то напряжение (2) бежит от Vcc*R2/(R1+R2) до 0V. >Хотя, скорость снижения напряжения (1) быстрее. Однако, если бы не было смещения dUстаб., то (1) никогда бы не догнал (2), но они бы лишь сравнялись только в точке =0V.

Практически, процессы можно проиллюстрировать графиком «Рис.3», который облегчает настройку параметров системы и делает вещи более очевидными.
Точка равенства напряжений (1)=(2): Uпорог-dUстаб. = Uпорог*R2/(R1+R2)

Рис.3 — Точка переключения компаратора:

Примечание: Для универсальности, далее в расчётах и по тексту, будем обозначать смещение и Стабилитрона, и ИОНа одинаково: dUстаб. (номинал стабилитрона) = Uref (номинал ИОН). По сути, это одно и тоже, тождественно.

Расчёт схемы

Пусть, требуется Uпорог=3.2V

Номинал стабилитрона: Uref=3/4*Uпорог=2.4V (меньше не бывает, и в рекомендуемый диапазон попадает)
Стабилитрон BZV55-B/C2V4 имеет ток утечки Irmax=50uA.
Следовательно, в него надо загонять ток на порядок больше >500uA.
Следовательно, номинал токоограничивающего резистора должен быть менее R3 3uA. Тогда, сумма номиналов резисторов должна быть, как минимум, меньше: (R1+R2) 30uA. Тогда, сумма номиналов резисторов должна быть меньше: (R1+R2) 4V) — то можно использовать и Стабилитрон, как дешёвую альтернативу.

Зачем нужен выходной транзистор Q1?

Этот вопрос лучше задать иначе: Почему на функциональной схеме Супервизора, в datasheet, после ОУ изображён дополнительный выходной каскад на биполярном транзисторе?
Ответ: Нет там никакого ключа! Это условное графическое изображение (УГО) того факта, что выход Супервизора — с открытым коллектором (англ. «Open collector» or «Open-Drain» Output).

Есть одно важное Функциональное Требование: от Супервизора требуется ВЫХОД С ОТКРЫТЫМ КОЛЛЕКТОРОМ. Ведь, одно из самых традиционных применений Супервизоров — это давить шину RESET к Земле (при некачественном питании)…

Как правило, и для большинства выпускаемых Компараторов это так: выход Компаратора напряжений представляет собой «выход с открытым коллектором»!
Почему именно выход с открытым коллектором? Это лёгкий и доступный, и наверное самый простой, способ обеспечить необходимую универсальность применения Компараторов: совместимость выходов логическим уровням TTL и CMOS. А также, для специфических схем, где требуется открытый коллектор: например, соединять выходы нескольких компараторов по «логике ИЛИ»… или вот, подобно Супервизору, для непосредственного подключения к «Шине с открытым коллектором»…

Но не смотря на то, что Компаратор — это разновидность ОУ… Однако, выходные каскады Операционных усилителей (ОУ) — построены по Двухтактной схеме (как в комплементарной логике), и не являются «выходами с открытым коллектором»!
Поэтому, Операционные усилители (такие как LM324, LM358 и LM741), обычно, не используются в радиоэлектронных схемах в качестве компаратора напряжений, из-за их биполярных выходов (и низкой скорости). Тем не менее, эти операционные усилители могут быть использованы в качестве компаратора напряжений, если к выходу ОУ подключить диод или транзистор — для того чтобы воссоздать выход с открытым коллектором… (Приятный бонус: использование внешнего транзистора позволит обеспечить бОльший ток нагрузки, чем у обычного компаратора.)

Поскольку условное графическое изображение (УГО) компараторов и ОУ практически не различаются, то на схемах в datasheet, чтобы подчеркнуть факт «открытого коллектора» — специально дорисовывают дополнительный выходной каскад на биполярном транзисторе (с открытым коллектором)…

Какой номинал «эталонного смещения» выбрать?

Комментарии ( 20 )

• 
• kalobyte-ya
• 10 апреля 2015, 21:56
• ↓

• 
• Vitalik
• 11 апреля 2015, 13:42
• ↑
• ↓

• 
• EW1UA
• 11 апреля 2015, 02:40
• ↓

По поводу этой схемы меня мучают несколько глобальных (в целом теоретических) вопросов, на которые у меня нет ответов:

1/ Чем будет отличаться работа схемы и какова суть проистекающих в ней процессов, если VD1 и R1 поменять местами? Т.е. если этот вариант мы обозначим R1-VD1, R2-VD2. В отличии от исходной комбинации VD1-R1, R2-VD2

2/ И что можно сказать про другие комбинации этой схемы, коих в общем числе 4?

• 
• well-man2000
• 11 апреля 2015, 04:08
• ↑
• ↓

если VD1 и R1 поменять местами?

• 
• EW1UA
• 11 апреля 2015, 04:25
• ↑
• ↓

• 
• well-man2000
• 11 апреля 2015, 04:44
• ↑
• ↓

• 
• EW1UA
• 11 апреля 2015, 05:06
• ↑
• ↓

А, понял! Я, как и Celeron, тоже не был киндервудом в школе, но гугель и педевикия помогут старине веллману! Ход моих мыслей (а-ля Celeron) таков:

Електроны бегут от минуса к плюсу, и I1 = I2 + I3, т.е. БОЛЬШИЙ ток I1 течет через ДЕШЕВЫЙ и дубовый резистор, а уже МЕНЬШИЙ ток I2 течет через столь ЦЕННЫЙ прибор, как стабилитрон. :DDDD

• 
• well-man2000
• 11 апреля 2015, 04:55
• ↑
• ↓

• 
• EW1UA
• 11 апреля 2015, 05:12
• ↑
• ↓

педевикия помогут старине веллману!

• 
• e_mc2
• 14 апреля 2015, 21:33
• ↑
• ↓

Если бы Вы такое написали кому другому из здешних обитателей — я очень хорошо представляю их МГНОВЕННУЮ РЕФЛЕКСИЮ: кто-то осклабясь и ехидненько улыбаясь ответил бы, что эти законы ему давно уже знакомы и якобы случайно ляпнул бы еще чего умного/формульного или, опять же якобы случайно, упомянул бы, что получил 5-ку по ТОЭ, вспомнил свой «крутой» институт/кафедру и тд и тп; другой же начал бы выдавать аналогичную инфу, но в более злобной манере, и обиженно-оскорбленно преследовал бы Вас еще несколько постов подряд, объясняя таким образом(как и первый) — какой он УМНЫЙ и образованный :DDD

Нет худшего оскорбления для типичного здешнего киндервуда, чем упрек или даже тонкий намек на его НЕУМНОСТЬ, НЕОБРАЗОВАННОСТЬ или просто НЕЗНАНИЕ чего-либо в профильной специальности. Такое предсказуемое поведение — уже даже не смешит, как некогда, а уже навевает тоскливую скуку на человека уже давно достигшего полного похуизма нирваны во всем этом суетном и неблагодарном деле — стать умнее/начитаннее/осведомленнее других киндервудов, получить на лоб клеймо «IQ >> medium_level» и всем с гордостью демонстрировать его при каждом удобном случае.

Вот один из эпичнейших пруфов сказанного мной — даже сейчас, прочитав это еще раз, меня просто распирает от дикого хохота :DDD Чел с просто википедическим_багажом_знаний, и который_все_знает_обо_всем загадал задачку. Тут же(точнее через 50 мин) подорвался отнюдь не вьюноша, но «телемастер» по установке и настройке колонок и видеопроекторов, с коротким сообщением: Решил. WTF. Т.е. даже такой якобы СЕРЬЕЗНЫЙ старикан купился на наживку и сообщил всей local_universe: Я, Я — УМНЫЙ (САМЫЙ/САМЫЙ_ПЕРВЫЙ УМНЫЙ). Далее нарисовался уже супер-мега-пупер-киндервуд, который лениво слонялся в этой теме, как обычно высокомерно и свысока поглядывая на остальных и поковыривая зубочисткой в зубах. Якобы снисходительно отписался: Занятная задачка. Немного подумал(ну кто такой по сравнению со мной этот старикан-телемастер?) и дописал: Решил (Э-з-з. ) минуты за ДВЕ. Wow. Я чуть не упал с табуретки от хохота, когда читал это в первый раз :DDD e_mc2, а Вам разве не смешно все это? Для полной широты комедии и ее персонажей(сами своими же пальцами написали не хуже Гоголя, даже не догадываясь об этом) советую почитать Вам всю эту тему.

• 
• well-man2000
• 15 апреля 2015, 23:18
• ↑
• ↓

Долгими зимними вечерами в своей деревне я писал докторскую диссертацию и открыл целую науку, но радость моя после завершения сего труда была преждевременной — к сожалению эту науку(термодинамику) уже открыли ушлые киндервуды и мажоры, которым, в отличии от меня, в детстве и юности дали хорошее образование.

Борис Арсеньев 2 лет назад Просмотров:

1 Расчет компаратора с гистерезисом Схема с компаратором напряжений на основе микросхемы компаратора является эффективным решением многих задач сравнения напряжений и сопряжения аналоговых и цифровых сигналов Подтверждает это тот факт, что всеми ведущими производителями ИМС выпускается богатый ассортимент компараторов, позволяющий добиться разработчику оптимального решения Например, Maxim Interated (wwwmaxim-iccom) предоставляет компараторы с током потреблением от, мка, задержка мкс (max90) до 6 ма, задержка, нс (max969) Очень часто схема компаратора должна обеспечивать гистерезис с заданными в разрабатываемой схеме порогами включения TH и выключения и полосой гистерезиса HB Среди ИМС компараторов имеются образцы со встроенным гистерезисом, например, max90h обеспечивает встроенный гистерезис 4 мв Однако, величина встроенного гистерезиса фиксирована и часто неудовлетворяет требованиям схемы Ниже приводится описание расчета схемы компаратора с гистерезисом для заданных порогов переключения Расчет взят из документации на компаратор МАХ97-MAX90 Дополнительно приводятся пояснения к выводу формул для порогов, а также оценка влияния отклонения применяемых резисторов на отклонения порогов срабатывания Схема компаратора и обозначение элементов представлено на рис Рис

2 Гистерезис формируется тремя резисторами с использованием положительной обратной связи для ИМС компаратора Такая схема может быть инверсной (выход переходит в низкое состояние при превышении входным сигналом порога), так и без инверсии Это достигается сменой точек подачи входного in и опорного ref напряжений Эквивалентная схема компаратора представляет собой двухузловую схему, приведенную на рис Источник E моделирует источник входного напряжения in, а E напряжение питания компаратора cc Рис Для двухузловой схемы напряжение между узлами a b определяется как [, с 9] Ek k U ab =, () k где k номера ветвей, Ek ЭДС ветвей, k проводимости ветвей Напряжение порога переключения для нарастающего входного напряжения TH в неинвертирующей схеме определяется как входное напряжение при котором напряжение на достигает опорного (ref см рис )

3 Рис Если подставить в формулу напряжения между узлами () значение опорного напряжения можно получить выражение для порога переключения для нарастающего входного сигнала EF + = TH + TH = EF + + () Напряжение порога переключения для спадающего входного напряжения в неинвертирующей схеме определяется как входное напряжение при котором напряжение на упадет до опорного ref см рис 4 Рис 4

4 4 Подстановка в формулу напряжения мд узлами () значения опорного напряжения дает выражение для порога переключения для спадающего входного сигнала EF CC 4 = = EF + + CC () Используется следующая процедура для расчета величин резисторов ) Выбор Это сопротивление выбирается так, чтобы ток смещения компаратора мало влиял на расчет гистерезиса В данных на компаратор необходимо посмотреть максимальную величину тока смещения при котором выход компаратора находится в линейном режиме Например, для LM90 это 0,5uA Ток через должен быть в раз больше тока смещения Примем его 50 х 05uA = 5uA Ток через в момент переключения (in=ref) будет Ir = (ref o)/ Рассматривая два состояния выхода компаратора (o = cc и o = 0), получаем два выражения для : = ref/ir и = (cc-ref)/ir 4 Необходимо использовать меньшее из этих значений Например, для ref =,5 и cc = 5 эти сопротивления составят 00 ком, без учета сравнительно небольшого сопротивления 4 ) Выбираем требуемую полосу гистерезиса Например, HB =,5 ) Рассчитываем сопротивление по следующей формуле, исходя из требуемой полосы гистерезиса HB = CC Для рассматриваемого примера,5 = 00kΩ = 50kΩ 5

5 5 4) Выбираем напряжение переключения для нарастающего входного напряжения (threshold risin) TH TH — это пороговое напряжение при котором компаратор переключает свой выход с низкого на высокое напряжение при нарастающем входном напряжении Причем, TH должно быть больше, того что формируется делителем (отсутствует ) TH + > EF 5) Вычисляем как = / EF TH Для рассматриваемого примера = 50 / = 7 Ω 5 50kΩ 50kΩ 00kΩ k 6) Проверяем напряжения переключения и гистерезис Для нарастающего входного напряжения: = + + TH EF В приводимом примере TH = kΩ + = 5 6 4k 00k Ω Ω Для спадающего входного напряжения: = EF + + cc

6 Для примера 6 47kΩ = kΩ + 5 = 50 4k 0k Ω Ω 0kΩ Рассмотрим зависимость на порог TH отклонений используемых резисторов δ для создания гистерезиса Падение порога TH достигнет максимума при уменьшении и увеличении и TH, δ TH + ( δ ) + ( + δ ) ( + δ ) = + + При использовании резисторов с отклонением δ в 5% и номинальных значениях из рассматриваемого примера относительное падение порога TH, δ при нарастании входного напряжения составит = 0 9, при % — TH 0,95 Если дополнительно учесть отклонение сопротивления вследствие температуры, то можно говорить о снижении порога, вызванного допуском резисторов не менее 0% Ссылки: Бессонов Л А Теоретические основы электротехники: электрические цепи М: Высш шк, 984, 559с, Приемы и трюки использования встроенного компаратора в контроллерах Microchip// Алексей Сафронов, Компоненты и технологии, (

В данной статье разберёмся как работает компаратор на операционном усилителе.

Операционные усилители – очень мощный инструмент современного радиолюбителя. Одной из самых простых схем его использования является подключение по схеме компаратора.

Название компаратор прижилось в отечественной литературе. Произошло оно от заимствования с английского слова compare = сравнить. Поэтому многие радиолюбители называют компаратор сравнивающим устройством.

Обычно для экономии стоимости данные схемы реализуют на операционных усилителях, но бывают и специализированные микросхемы компараторов. Они, как правило, имеют лучшее быстродействие и меньшее падение напряжения на самой микросхеме, но их невозможно использовать в качестве операционного усилителя. В данной статье речь пойдёт о использовании именно операционника (ОУ) в качестве компаратора. А вариант с использованием специализированных компараторов будет рассмотрен позже.

Наглядно эта схема показана на следующем рисунке:

Рис.1. Схема подключения операционного усилителя в качестве компаратора.

Давайте вместе разберемся в её работе.

Наиболее понятно, работа данной схемы представляется в виде работе некоторого постоянно сравнивающего устройства, которое постоянно сравнивает сигнал 1 и сигнал 2 подаваемые на вход компаратора. Выход оно устанавливает исходя из следующего:

Сигнал 1 больше по напряжению, чем сигнал 2?

Если да, то выход устанавливается в 10В (напряжение питание операционного усилителя). Если нет, то в 0В.

Рис.2. Наглядное описание работы компаратора

На первый взгляд в работе данной схемы нет ничего необычного, но существует бесчисленное множество применений работы данной схемы. В основном это устройства, которые переводят аналоговый сигнал в некоторую логическую величину: ДА или НЕТ. Это может быть и индикатор зарядки батареи, и датчик критического уровня жидкости в сосуде или любой другой аналоговый сигнал, который переходи какое-то определённое значение.

Разберём несколько из примеров использования компараторов (рекомендованных для домашней сборки), для того чтобы лучше разобраться в том, как работает данная схема.

1. Датчик перегрева радиатора

Данная схема работает по следующему принципу: В зависимости от температуры терморезистор R5 будет иметь разное значение сопротивления. С ростом температуры его сопротивление увеличивается.

Если температура не достигла заданной, то напряжение на выходе компаратора равно 0, и светодиод не горит.

При достижении температуры, установленной потенциометром R3, компаратор переключается, светодиод загорается, информируя нас о том, что терморезистор R5 перегрелся. В этот момент нужно как-то охладить работу вашей схемы, например, включив вентилятор или насос для прокачки воды. Это легко реализовать подключением в качестве нагрузки к выходу компаратора обычное электромагнитное реле.

Рис.3. Схема подключения датчика температуры.

2. Индикатор зарядки/разрядки батареи с двумя фиксированными уровнями.

Задача данного датчика крайне проста: проинформировать держателя батарейки о полном её заряде и скором прекращении работы. Данная схема отличается от предыдущей тем, что строиться на базе не одного, а двух компараторах, но это не беда для современной техники. Дело в том, что большинство современных операционных усилителей выпускаются в корпусе DIP8/SO8 и в своём составе содержат два операционных усилителя. К примеру, вот фрагмент даташита (технического описания микросхемы) используемого мною ОУ:

Рис. 4. Расположение выводов у микросхемы ОУ NE5532.

Решается она следующим образом: входное напряжение поступает на сложный делитель R3-R5-R7. В результате получаются два аналоговых уровня соответствующих не инвертирующим входам ОУ.

Тот, что получается между резисторами R3-R5 будет говорить нам о глубоком разряде аккумулятора, так как он будет срабатывать при достаточно низком напряжении.

Тот, что получается между резисторами R5-R7 будет говорить нам о полном заряде аккумулятора, так как он будет срабатывать при высоком напряжении на клеммах аккумулятора.

Сразу замечу, что схема мной собиралась не раз и тестировалась на лабораторном блоке питания и реальной батарейке. По этому все комментарии по настройке тут особо не нужны, так как схема работает сразу практически без настройки. Схема отлично работает с 9В свинцовыми и МеОН аккумуляторами. Для популярных в последнее время Li-ion батареек она несколько изменяется: современные Li-ion батарейки работают в диапазоне 4,2-2,4В. Для них питание операционного усилителя выбирается на уровне 2,4В (под стандартный стабилизатор), фиксированный уровень сравнения вместо 2,5В становится 1,2В и используются низковольтные ОУ. В остальном схема точно такая-же.

Рис.5. Схема индикатора зарядки/разрядки батареи.

Несколько тонкостей работы с компараторами.

Данный материал написан для людей, которые уже попробовали поработать с компараторами и хотят углубиться в данной теме:

1. Чувствительность компаратора зависит от величины минимального напряжения между входами. Если вы стараетесь сделать очень точные измерения, по типу вытащить 0,001*С из схемы срабатывания охлаждения, то будьте готовы к тому, что у вас это не получиться в виду ограничений микросхемы

2. Во время переключения некоторое время компаратор переключается. Это свойство проявляется в основном при детекции вч сигналов. Если ваши рабочие частоты лежат до 100 кГц, то о данном параметре на всех современных ОУ можете не заморачиваться. В противном случае смотрите на величину скорости роста сигнала. Обычно у современных ОУ эта величина составляет единицы/десятки вольт в микросекунду. В вашем случае она считается по формуле:

Если данная величина получилась больше, чем параметр ОУ, то меняйте оу. На экране осциллографа при этом у вас будет сильное сваливание от прямоугольного сигнала на выходе ОУ к треугольному сигналу.

3. В некоторых случаях полезно реализовать гистерезис(запаздвание) на положительной обратной связи, но это рассмотрим подробнее в одном из следующих занятий практикума.

В конце концов вот вам приятный подарок, раз уж вы дочитали до конца. Вот видео автора данной статьи о компараторах, из которого можно подчеркнуть много интересного и полезного.

Заключение

А теперь собственно ваше практическое задание: на основе вышеизложенного собрать простую схему на компараторе и показать её любому своему знакомому с объяснениями как это работает. Особенно рекомендую собрать схему на датчик перегрева и протестировать её работу на примере стакана с горячей водой. Присылайте свои фото и комментарии с практикумом на адрес info<собака>meanders.ru. А в качестве бонуса фотографии самого интересного практикума я выложу ниже в данной статье со ссылками на собравшего.

Тимеркаев Борис — 68-летний доктор физико-математических наук, профессор из России. Он является заведующим кафедрой общей физики в Казанском национальном исследовательском техническом университете имени А. Н. ТУПОЛЕВА — КАИ

КОМПАРАТОРЫ И ПОЛИКОМПАРАТОРНЫЕ МИКРОСХЕМЫ в устройствах на микросхемах

Компараторами называют электронные устройства, предназначенные для сравнения двух или более электрических величин. Компараторы часто используют для преобразования аналогового сигнала в цифровой, а также для восстановления формы искаженных цифровых сигналов. Компаратор может использоваться в качестве порогового устройства, срабатывающего в случае, если входной контролируемый сигнал превысит по величине сигнал заданный, опорный.

По виду сравниваемых входных сигналов компараторы подразделяют на две группы: аналоговые; цифровые.

Учитывая специфику данной монографии, ограничимся описанием аналоговых компараторов.

Аналоговый компаратор можно представить как простейший однобитный аналого-цифровой преобразователь. Выходной сигнал такого компаратора представлен, как правило, двумя возможными значениями, соответствующими уровням входного сигнала больше или меньше некоторой заданной пользователем величины:

♦  уровнем логической единицы;

♦  уровнем логического нуля.

В связи с этим важнейшими характеристиками компаратора являются величина и стабильность уровня (порога) перехода устройства из одного стабильного состояния в другое.

Зависимость выходного напряжения компаратора U_BbIX от уровня входного U_BX можно представить как

где U_on — опорное напряжение (напряжение сравнения).

Или, иными словами,

Компараторы чаще всего используют в пороговых, релейных схемах, устройствах контроля критически значимых величин.

Помимо основного назначения компараторы способны работать в качестве генераторов импульсов, аналого-цифровых преобразователях, схемах согласования логических уровней, схемах очистки зашумленных цифровых сигналов и т. д. Менее распространены двух- или более пороговые компараторы, которые наиболее часто применяют в простых индикаторах уровня входного сигнала, например, в светодиодных шкалах.

Компараторы по своему назначению или особенностям строения можно подразделить на такие группы:

♦  высоковольтные;

♦  низковольтные;

♦    маломощные компараторы, в том числе с источником опорного напряжения, в качестве которого может быть использован ОУ;

♦    повышенной выходной мощности, в том числе с защитой от перегрузки;

♦  высокоскоростные или повышенного быстродействия;

♦    с открытом выходом, выходом на КМОП, транзисторнотранзисторной или эмиттерно-связанной логике;

♦  с выходом «rail to rail»;

♦    двух- и более скоростные с автоматическим переходом на экономичный режим работы;

♦  прецизионные;

♦  многопороговые;

♦  многоканальные;

♦  с гистерезисом;

♦  стробируемые;

♦  с цифро-аналоговым преобразователем;

♦  программируемые;

♦  прочие.

Примечание.

Как правило, заметный выигрыш по одному из параметров обуславливает не менее значимый проигрыш по другому параметру. Так; например, пониженное энергопотребление компаратора достигается за счет снижения его быстродействия.

Компараторы обычно не содержат элементов частотной коррекции, имеют передаточную характеристику релейного типа и поэтому не могут использоваться в качестве линейных усилителей аналоговых сигналов, например, в качестве ОУ В то же время компараторы широко применяют для сопряжения аналоговых и цифровых устройств, на их основе могут быть созданы эффективные усилители D-класса.

Как было показано ранее, в качестве компараторов могут быть использованы обычные операционные усилители, охваченные петлей положительной обратной связи. Порок такого решения — низкая нагрузочная способность подобных устройств, поскольку для управления энергоемкой нагрузкой требуется применение усилителей мощности.

Специализированные компараторы, ориентированные, в отличие от операционных усилителей, на решение узкого круга задач, отличаются:

♦  повышенной нагрузочной способностью;

♦  быстродействием;

♦  невозможностью работы в линейном режиме.

Схемы компараторов — детекторов нуля, работающих на положительных или отрицательных перепадах входного напряжения, показаны на рис. 18.1 и 18.2. Переходная характеристика U_Bblx = U_BbDC (U_BX ) идеального компаратора имеет строго прямоугольную форму. Реальная форма этой характеристики (рис. 18.1 и рис. 18.2), определяется конечной скоростью переходных процессов, неидеальностью работы компаратора и его элементов.

Примечание.

Отмечу, что в крайне узком диапазоне входных напряжений компаратор способен работать как усилитель с крайне высоким коэффициентом усиления (порядка 10⁵—10⁶ и более). Очевидно, что стабильность работы такого усилителя невелика, т. к. положение его рабочей точки в существенной мере зависит от температуры окружающей среды, стабильности источников питающих напряжений и других факторов.

При желании точку переключения состояния компаратора (порог срабатывания) можно сместить в любую сторону относительно нуля.

Пример компаратора со ступенчато переключаемым — плавно регулируемым порогом срабатывания приведен на рис. 18.3.

Порог переключения компараторов не является строго фиксированной величиной. Обычно напряжение переключения компаратора нестабильно и в процессе работы хаотически смещается в ту или иную сторону от заданного уровня. Амплитуда таких флуктуаций определяется: свойствами конкретного типа компаратора; его разновидности; качеством изготовления; температурой окружающей среды; внешними воздействиями.

Примечание.

В этой связи при построении прецизионных схем сравнения напряжений необходимо предусматривать минимизацию или нейтрализацию собственных шумов компаратора.

Неприятной особенностью работы компараторов является их работа при уровнях входных сигналов вблизи порога разрешения переключения. В этом случае, если входной сигнал сильно зашумлен, на выходе компаратора появляется последовательность дельтавидных или иглоподобных апериодических импульсов, вносящих обычно сбои в работу радиоэлектронной аппаратуры.

Для минимизации паразитного переключения компаратора в условиях его работы с зашумленными сигналами иногда применяют схемотехнический прием, заключающийся в преднамеренном искажении формы переходной характеристики. На переходной характеристике такого компаратора наблюдается отчетливо выраженный гистерезис.

Рис. 18.4. Схема компаратора с гистерезисом (триггера Шмитта)

На рис. 18.4 и 18.5 показаны схемы компараторов с искусственно организованными петлями гистерезиса. Ширину петли гистерезиса AU_raCT можно определить из выраже-

Рис. 18.5. Схема компаратора с регулируемой шириной петли гистерезиса

напряжение ограничения компаратора. Напряжения переключения компаратора +U и -U относительно заданного (нулевого, рис. 18.4 и 18.5, уровня) можно определить по

формуле

Компаратор уровней сигнала по амплитуде позволяет сопоставить величину (уровень) двух сигналов и переключить свой выходной уровень с логической единицы на нуль (или наоборот) в случае, если входной сигнал превысит заданный порог срабатывания компаратора.

Рис. 78.7. Схема нерегулируемого двухпорогового компаратора напряжения

Рис. 78.6. Схема двухпорогового компаратора на операционном усилителе

Отдельной проблемой сопоставления уровней сигналов является задача двух- или многопорогового разделения сигналов. Варианты решения такой задачи показаны на рис. 18.6, 18.7 [18.1]. Зависимость выхо дного сигнала от уровня входного показана на рис. 18.7.

Порог переключения компаратора Ό_ι (рис. 18.7) устанавливают подачей напряжения U_ynp. В случае, если на вход компаратора подается высокое отрицательное напряжение, то оно действует только на инвертирующий вход микросхемы DA1.

При снижении уровня входного напряжения до значения

где U_VD1=0,6—0,7 В (падение напряжения на кремниевом диоде VD1), на выходе ОУ установится положительное напряжение, рис. 18.7.

При дальнейшем возрастании уровня входного напряжения вплоть до значения U₂ выходное напряжение компаратора имеет уровень логической единицы. Однако, при U_Bx >U₂ диод VD1 более не шунтирует вход ОУ, компаратор вновь переключается, на его выходе устанавливается уровень логического нуля.

Для того, чтобы плавно управлять порогом переключения компаратора, может быть использована схема, рис. 18.8 [18.1]. Потенциометром R3 устанавливают порог переключения компаратора. Ширину зоны чувствительности компаратора регулируют потенциометром R2:

Сдвоенный компаратор К1464СА1

Рис. 78.8. Схема регулируемого компаратора напряжения

[18.2] (аналог LM193, LM293, LM393, LM2903 фирмы Philips, SGS-Thomson Microelectronics и NS [18.3]) отличается от иных:

♦  малой потребляемой мощностью;

♦    возможностью сравнивать сигналы, близкие к нулевому уровню.

Рис. 78.9. Состав и цоколевка микросхемы сдвоенного компаратора К1464СА1

Компаратор (рис. 18.9) работает при напряжении питания 2—36 В (однополярное) и 2±(1 —18) В (двуполярное питание) [18.2, 18.3]. Потребляемый ток менее 1 мА при напряжении питания 5 В и 2,5 мА при 36 В. Выходной ток — свыше 6 мА. Входное напряжение смещения не свыше 7 мВ при токе до 0,25 мкА. Выходные сигналы компаратора совместимы при работе с ТТЛ, ЭС77, КМОП- логическими элементами.

Примечание.

Отмечу, что перечисленные микросхемы отличаются лишь температурной областью устойчивой работы (температурный диапазон сужается от LM193K LM393).

На следующих рисунках показаны примеры практического использования микросхемы К1464СА1 (использован лишь один из двух компараторов) [18.2].

пор.н. ^ ^пор.в.’

Типовые схемы инвертирующего и неинвертирующего компараторов на микросхеме К1464СА1 приведены на рис. 18.10 и рис. 18.11. Значения нижнего и верхнего входного порогового напряжения U, рис. 18.10, определяется как [18.2]:

Рис. 18.14. Схема совместного использования компараторов LM 193, LM293, LM393, К1464СА1 сТТЛ и КМОП- логическими элементами

Рис. 18.10. Схема инвертирующего компаратора на микросхеме К1464СА1

Рис. 18.11. Схема неинвертирующего компаратора на микросхеме К1464СА1

Unop.H Unop в               Unop.H Unop.в

Рис. 18.12. Передаточные характеристики компараторов

Рис. 18.13. Компаратор на микросхеме LM193, LM293, LM393, К1464СА1

При R1=R2=R3 U_nopH * U_niiT /3, U_nopB * 2U_nm /3, что примерно совпадает с соответствующими уровнями переключения из одного устойчивого состояния в другое для КМОП-микросхем. Передаточные характеристики инвертирующего и неинвертирующего компараторов показаны на рис. 18.12.

Типовая схема использования микросхем LM193, LM293, LM393, К1464СА1 в качестве компаратора показана на рис. 18.13 [18.3].

На рис. 18.14 показаны типовые схемы использования компараторов с микросхемами ТТЛ и КМОП-серий.

На рис. 18.15 показана схема выделения прохождения сигнала через ноль: при каждом прохождении входного напряжения через ноль детектор вырабатывает короткий импульс

[18.2]. В устройстве также использован инвертирующий компаратор напряжения с гистерезисом. Диод VD1 защищает входные цепи компаратора при появлении на входе минусовых полупериодов сигнала. Напряжение питания устройства 5 В.

На рис. 18.16 и рис. 18.17 показаны примеры использования компараторов в качестве НЧ усилителей с малой (рис. 18.16) и повышенной (рис. 18.17) нагрузочной способностью [18.3]. Коэффициент передачи усилителей определяется соотношением резистивных элементов R3/R2 и равен 100.

Рис. 18.18. Схема преобразователя- индикатора магнитного поля на компараторе LM393

Рис. 18.17. Схема НЧ усилителя на компараторе LM393 с повышенной нагрузочной способностью

Рис. 18.16. Схема НЧ усилителя на компараторе LM393

Рис. 78.75. Схема детектора «нуля».

На основе компараторов серии LM193, LM293, LM393, К1464СА1 может быть изготовлен преобразователь– индикатор магнитного поля, использующий в качестве датчика катушку индуктивности L1, рис. 18.18 [18.3].

Преобразователи амплитуды входного сигнала в ширину выходного используют в измерительной технике, импульсных блоках питания, цифровых усилителях.

На рис. 18.19,18.20 приведены схемы преобразователей амплитуды в ширину импульса [18.4]. Преобразователи выполнены на основе компараторов DA1 — К554САЗ. Напряжение на входах компаратора примерно равно половине напряжения питания (задается резистивным делителем R1/R2) и различается на величину напряжения, падающего на открытом переходе диода VD1. Входное сопротивление преобразователя равно Rl(R2)/2 или 25 кОм.

При подаче на вход синусоидального сигнала или сигнала пилообразной, треугольной формы и увеличении амплитуды, начиная с некоторого порогового значения, на выходе устройства формируются прямоугольные импульсы, ширина которых зависит от амплитуды входного сигнала. Схемы не требуют настройки. Полоса рабочих частот (область низких частот) определяется емкостью конденсаторов С1 и С2.

Устройства (рис. 18.19,

Рис. 18.79. Схема преобразователя амплитуды входного сигнала в ширину выходного на компараторе К554САЗ

18.20) отличаются способом подключения входов компаратора и, соответственно,

«полярностью» выходных сигналов. Частотная зависимость порогового напряжения начала работы преобразователей при использовании Si и Ge-диодов VD1 показана на рис. 18.21.

Для Ge-диодов (Д9Г) пороговое напряжение в полосе частот 5—200 кГц составляет 80—90 мВ, для Si (КД503А) — 250—270 мВ. Максимальная амплитуда входного сигнала — 2—2,5 В. При уменьшении номиналов резисторов R1 и R2 чувствительность устройства возрастает за счет снижения прямого напряжения на диоде VD1, одновременно снижается и входное сопротивление.

Преобразователь напряжения в частоту, схема которого представлена на рис. 18.22, позволяет при изменении входного напряжения от 0 до 5 В получить на выходе линейное увеличение частоты от О до 21 кГц (коэффициент преобразования 4,2 кГц/В с нелинейностью не свыше 3%) [18.5].

Таймер на микросхеме DA1 КР1006ВИ1 включен по схеме мультивибратора, времязадающий резистор которого заменен генератором тока на операционном усилителе DA1 741 (К140УД7).

Рис. 18.23. Схема прецизионного преобразователя напряжение-частота

Для получения высокой линейности преобразования отклонение сопротивление резисторов от номинала не должно превышать 0,5 %.

Помимо основного назначения — усиления сигналов, микросхема К1464УД1 может быть использована и в устройствах иного назначения, например, для преобразования напряжения входного сигнала в частоту выходного.

Преобразователь напряжение-частота (рис. 18.23) содержит управляемый генератор из интегратора на ОУ DA1.1 и компаратора с гистерезисом на ОУ DA1.2 [18.6]. На выходе интегратора формируется линейно изменяющееся во времени напряжение, скорость нарастания которого зависит от уровня входного напряжения U_BX, а направление изменения — от состояния выхода компаратора DA1.2.

На выходе преобразователя формируется последовательность импульсов прямоугольной формы, частота которых прямо пропорционально зависит от уровня входного напряжения (0—3,5 В).

На основе ОУ КР140УД1208, который работает в диапазоне питающих напряжений ±1,5…±18 В при коэффициенте усиления до 200000, может быть собрано множество конструкций, в том числе устройств сравнения, часть из которых представлена на рис. 18.24—18.26 [18.7].

Примечание.

Микросхема выгодно отличается тем, что имеет защиту от короткого замыкания в цепи нагрузки.

Рис. 18.24. Схема индикатора разрядки батареи на микросхеме КР140УД1208

Индикатор разрядки батареи, рис. 18.24, содержит узел сравнения текущего значения контролируемого напряжения с некоторым образцовым значением. Для формирования образцового

напряжения использован узел, выполненный на транзисторе VT1. При достижении критического уровня напряжения, устанавливаемого при помощи потенциометра R9, включается генератор звуковых сигналов, выполненный на микросхеме DA1. В качестве излучателя звука использован пьезокерамический излучатель BF1 (ЗП-З).

Рис. 18.25. Упрощенный вариант индикатора разрядки батарей с визуальной индикацией

Емкость конденсатора С1 подбирают по максимальной громкости звучания пьезокерамического излучателя (настройка на его резонансную частоту).

Упрощенный вариант индикатора со светодиодной индикацией показан на рис. 18.25. Порог срабатывания (6,5 В) подбирают регулировкой потенциометра R2. Ток «молчания» индикаторов — 0,1 мА, индикации — 1 мА.

Индикатор электрического поля, схема которого представлена на рис. 18.26, предназначен для дистанционного бесконтактного контроля уровня электрического поля при приближении обслуживающего персонала к токонесущим конструкциям высокого напряжения.

В качестве антенны, определяющей чувствительность устройства, использована пластинка из фольгированного стеклотекстолита 55×33 мм, спрятанная в корпусе. Прибор срабатывает при приближении антенны к проводке под напряжением 220 В на расстояние не менее 50 см.

Совет.

Последовательно со светодиодом HL1 и капсюлем BF1 полезно включить токоограничивающий резистор сопротивлением до 300 Ом.

Рис. 18.26. Схема аудиовизуального индикатора электрического поля на микросхеме КР140УД1208

На основе компаратора DA1 КР554САЗБ может быть собрана схема фото- или термочувствительного реле, рис. 18.27 [18.8]. В первой из схем

(слева) в качестве светочувствительного элемента использован фотодиод VD1 КФДМ (или иной), входящий в состав сбалансированного резистивного моста. Балансировку моста осуществляют регулировкой потенциометра R2. К диагонали моста подключены входы компаратора DA1. Схема отрегулирована таким образом, чтобы при изменении уровня светового потока, падающего на приемную площадку фотоприемника, происходило переключение компаратора.

Примечание.

Если перед светочувствительным элементом установить светофильтр, можно создать прибор, чувствительный к излучению в определенной области спектра. Если использовать поляризационный светофильтр, прибор будет реагировать только на световой поток соответствующей поляризации. Такие устройства можно использовать, например, для автоматического открывания дверей ворот или гаража, когда к ним подъезжает автомобиль хозяина. Для повышения надежности срабатывания реле можно воспользоваться схемой совпадения, таким образом, реле будет срабатывать, если свойства сигнала-ключа будут отвечать, по меньшей мере, двум ключевым признакам.

В качестве нагрузки в реле [18.8] использовано оптоэлектронное реле 5П19.10ТМА-3-6, коммутирующее лампу накаливания, либо иную другую нагрузку.

Рис. 18.27. Схема фото- или термочувствительного реле на компараторе КР554САЗБ

Совет.

Вместо оптоэлектронного можно использовать и обычное электромагнитное реле с током срабатывания до 50 мА, обмотку которого в целях защиты выходного транзистора компаратора следует защитить параллельно подключенным диодом или электролитическим конденсатором.

Светодиод HL1 предназначен для визуального контроля момента срабатывания компаратора.

При желании фото- чувствительное реле (рис. 18.27, слева) легко преобразовывать в термочувствительное (рис. 18.27, справа). В качестве термочувствительного элемента можно использовать обычный кремниевый диод VD1, например, КД103А>

КД102А и др. Для снижения инерционности контроля в качестве датчика следует выбирать диод с минимальной массой.

Несколько модифицировав схему (рис. 18.27), можно получить реле времени для использования освещения подъездов и лестничных клеток, рис. 18.28 [18.8].

При кратковременном нажатии на любую из параллельно установленных на каждом этаже кнопок SB1—SBn кратковременно (на время, определяемое произведением R1C2), примерно на 60 с, включится лампа накаливания. Конденсатор С2 должен иметь малый ток утечки.

Пороговый индикатор превышения заданного уровня температуры, схема которого представлена на рис. 18.29 [18.9], может быть использован для автоматического регулирования теплового режима теплиц, инкубаторов, нагревательных узлов, систем сигнализации и т. д.

В устройстве использован компаратор DA1, нагруженный на светодиодный излучатель HL1. Питание индикатора стабилизировано. В качестве датчика температуры использован терморезистор R3 (или иной датчик). Рабочая точка (температура срабатывания) задается регулировкой потенциометра R4. Схему легко настроить на включение или отключении нагрузки (индикатора), поменяв его входы местами. В качестве датчика можно использовать, при необходимости, элементы, чувствительные к изменению освещенности (фоторезисторы), электрического поля (полевые транзисторы) и т. д.

Генератор на основе инвертирующего компаратора напряжения с гистерезисом на микросхеме К1464СА1, рис. 18.30,

вырабатывает короткие импульсы прямоугольной формы частотой 16 кГц [18.2]. Длительность импульса равна 0,7R4C1, паузы — 0,7R1C1, следовательно, период импульсов равен 0,7C1(R4+R1), а частота — 1,44/Cl (R4+R1).

Рис. 18.31. Схема удвоителя частоты на основе компараторе

Рис. 18.30. Схема генератора прямоугольных импульсов на компараторе

Пороговое устройство–компаратор может быть использовано в качестве широкодиапазонного (в определенных пределах) удвоителя частоты сигналов, рис. 18.31 [18.10]. Работа устройства основана на запоминании уровня сигналов на том или ином входе компаратора и последующем динамическом сопоставлении их уровня в ходе переходных процессов при заряде/раз- ряде конденсаторов.

В итоге на выходе устройства формируется последовательность импульсов с удвоенной по отношению к входному сигналу частотой, рис. 18.32. Входной сигнал имеет частоту 500—1000 Гц при амплитуде до 10 В.

Для иных частот потребуется подбор RC-элементов входных цепей.

Рис. 18.32. Входные и выходные сигналы удвоителя частоты на основе компараторе

Рис. 18.33. Схема устройства защиты от перенапряжения

Простое устройство (рис. 18.33) предназначено для защиты радиоэлектронного оборудования от недопустимых перепадов напряжения [18.11]. При снижении напряжения на входе устройства ниже некоторого заданного при помощи потенциометра R4 уровня сработает реле, отключив/подклю- чив своими контактами нагрузку, элемент защиты или стабилизации и т. п.

В качестве стабилитрона VD1 можно использовать стабилитрон на напряжение 3,3—5,1 В. Величина сопротивления R1 вычисляется исходя из того, чтобы напряжение на входном резистивном делителе R1—R2 примерно соответствовало напряжению на его движке, установленном посередине (т. е. примерно 2,4 В для стабилитрона КС147). Рассчитать

U, -U,

величину этого сопротивления можно из выражения: Rl=——-R2,

где Uj — входное напряжение срабатывания устройства, U₂ — напряжение, примерно равное 2,4 В для стабилитрона КС147. Так, для 1^=100 В Rl=407 (390) кОм.

Напряжение питания устройства может быть выбрано в пределах 9—24 В. Следует лишь учитывать, чтобы реле надежно и без гистерезиса переключалось, а элементы схемы работали без перегрузок. На практике устройство можно использовать для автоматической записи телефонных разговоров. В этом случае параллельно резистору R2 рекомендуется подключить электролитический конденсатор емкостью не менее 100 мкФ.

Схема включения компаратора, рис. 18.34 [18.3], позволяет за счет наличия в его входных цепях RC-элементов отфильтровывать высокочастотные (R2C1) и низкочастотные (R1C2) наводки на полезный сигнал.

Пороговое устройство для слежения за температурным режимом, рис. 18.35, выполнено на микросхеме LM393 [18.12]. В качестве датчика температуры использован терморезистор R2, имеющий отрицательный температурный коэффициент. Для измерений используется традиционная мостовая резистивная схема.

Для сравнений уровней напряжения на диагонали моста использован компаратор. Порог срабатывания компаратора плавно регулируют потенциометром R4. Для звуковой индикации используют зуммер BF1 с пятивольтовым питанием (или заменяющий его мультивибратор с телефонным капсюлем в цепи нагрузки).

Рекомендуемые уровни напря

жений: 4,9 В — на выводе 5 микросхемы; 2,9 В — на выводе 6.

Параллельно шинам питания включают электролитический (470 мкФ) и керамический (0,1 мкФ) конденсаторы.

С использованием линейки однотипных компараторов (рис. 18.36) можно получить устройство светодиодной индикации уровня входного сигнала, например, радиоприемника, аудиоплеера [18.13]. Сетка опорных напряжений образуется на резистивном делителе R1—R9, образованном однономинальными резисторами. Входное напряжение поступает на неинвертирующие входы всех компараторов одновременно.

По мере повышения уровня входного напряжения поочередно будут высвечиваться светодиоды снизу вверх (по схеме), визуально в соответствии с уровнем входного сигнала будет перемещаться вверх-вниз или влево-вправо светящаяся точка, динамически показывающая уровень сигнала на входе устройства.

Чувствительность индикатора можно варьировать, подбирая соотношение номиналов входного резистивного делителя R10/R11.

Вход устройства можно подключить к движку потенциометра узла электронной настройки радиоприемника. В этом случае светодиодная шкала будет индицировать частоту приема, что особенно удобно при эксплуатации радиоприемника или передатчика в темное время суток.

Используя изложенный выше принцип поочередного управления нагрузками при изменении уровня входного управляющего напряжения, можно решить задачу многокомандного управления нагрузками по двухпроводной линии, рис. 18.37 [18.14]. Для этого использован выносной пульт-делитель напряжения, дающего при нажатии на кнопки S1—S8 сетку опорных управляющих напряжений.

Для дешифровки и преобразования уровней напряжения, поступающих по двухпроводной линии, использована линейка из восьми однотипных компараторов. Выходы компараторов через токоограничивающие резисторы R20—R27 соединены с входами КМОП-инверторов, в качестве которых могут быть использованы элементы КМОП-микросхем серии К561_у К564_у например, К561ЛН1_УК561ЛН2 и им подобные (К564ЛЕ5, К561ЛА7 с параллельно включенными входами по схеме инвертора). Диодные цепочки, выполненные на германиевых диодах, предназначены для выполнения условия установки нулевого уровня сигнала на выходе задействованного канала управления.

Как следует из анализа схемы многоканального управления нагрузок, устройство избыточно усложнено. Например, за счет использования всего одной специализированной поликомпараторной микросхемы — амплитудного мультиплексора UAA180 (К1003ПП1) эта же задача может быть решена в расширенном варианте: двухпроводное управление 12-ю нагрузками при токе нагрузки до 10 мА [18.15—18.17].

Рис. 1837. Схема двухпроводного восьмикомандного управления по двум проводам

Рис. 1838. Схема многокомандного управления нагрузками по двухпроводной линии

Поликомпараторное устройство многокомандного управления нагрузками по двухпроводной линии [18.15] представлено на рис. 18.38.

Оно выполнено на основе специализированной микросхемы UAA180 (К1003ПП1), предназначенной для 12-ти ступенчатого дискретного преобразования уровня аналогового сигнала на управляющем входе в номер коммутируемого канала индикации. При размыкании одного из ключей S1—S12 на управляющем входе микросхемы DA1 формируется сигнал с напряжением по сетке 0—0,5—1,0— … 5,5 В (всего 12 уровней). Соответственно величине управляющего сигнала к шине питания подключается одна из 12-и нагрузок, варианты выполнения которых А и В представлены на рис. 18.38.

Если в качестве нагрузки включить резистор сопротивлением порядка 1 кОм и более, с этого сопротивления можно снимать логический сигнал с уровнем 1/0 для управления цифровыми логическими КМОП- устройствами.

Для формирования сетки напряжений необходим подбор номиналов резистивного делителя R1—R11. Проще всего подобрать эти резисторы можно путем замены каждого из резисторов потенциометром, регулировкой которого при нажатии на одну из кнопок S1—S11 следует добиться срабатывания требуемого канала индикации. Далее потенциометр можно заменить обычным резистором (или их набором) соответствующего номинала.

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. — СПб.: Наука и Техника, 2013. —352 с.

Компаратор с гистерезисом схема |

Тим Грин, Пит Семиг, Колин Веллс (Texas Instruments)

Перед вами – глава из «Поваренной книги разработчика аналоговой электроники», созданной инженерами компании Texas Instruments (TI). Поваренная книга – сборник рецептов, а данный цикл статей – сборник стандартных схем с операционными усилителями. Каждой схеме посвящена отдельная статья, содержащая пример типового расчета с указанием формул и последовательности действий. Результаты расчетов дополнительно проверяются в программе SPICE-моделирования. Расчеты выполнены для конкретных усилителей из производственной линейки TI. Разработчик может использовать и другие изделия, широкий выбор которых представлен на страницах каталога компании КОМПЭЛ. От читателя требуется понимание базовых принципов работы операционных усилителей. Если же знаний недостаточно, следует вначале ознакомиться с учебными курсами TI Precision Labs (TIPL). Авторы обещают обновлять и дополнять статьи цикла.

Мы публикуем главы Поваренной книги на нашем сайте регулярно – дважды в месяц.

Компаратор с гистерезисом и без гистерезиса

Исходные данные для расчета представлены в таблицах 74 и 75.

Таблица 74. Исходные данные для расчета компаратора

Вход		Выход		Питание
ViMin	ViMax	VoMin	VoMax	Vcc	Vee	Vref
0 В	5 В	0 В	5 В	5 В	0 В	5 В

Таблица 75. Пороговые значения

Нижний порог переключения VL	Верхний порог переключения VH	VH – VL
2,3 В	2,7 В	0,4 В

Описание схемы

Компараторы используются, чтобы сравнить два входных сигнала и сформировать выходной сигнал в зависимости от того, какой из входных сигналов больше (рисунок 84). Шум или дребезг входных сигналов могут привести к множественным переключениям компаратора. Для борьбы с такими переключениями используется гистерезис, устанавливающий верхнюю и нижнюю границу переключения.

Рис. 84. Схемы компараторов с гистерезисом (слева) и без гистерезиса (справа)

Рекомендуем обратить внимание:

• следует использовать компаратор с минимальным собственным током потребления;
• точность задания пороговых значений гистерезиса определяется точностью номиналов резисторов;
• задержка срабатывания определяется параметрами используемого компаратора.

Порядок расчета компаратора с гистерезисом

• Выбираем значение резистора R1 = 100 кОм. Значения пороговых напряжений были определены в таблице исходных данных (таблица 74): V_L = 2,3 В, V_H = 2,7 В.
• Рассчитаем R2 по формуле 1:

• Рассчитаем R3 по формуле 2:

• Проверяем полученное значение гистерезиса, согласно формуле 3:

Порядок расчета компаратора без гистерезиса

1. Выбираем пороговое значение V_th = 2,5 В.
2. Выбираем значение резистора R4 = 100 кОм.
3. Рассчитываем R5 по формуле 4:

Моделирование схемы

Временные диаграммы работы схемы представлены на рисунках 85 и 86.

Рис. 85. Временные диаграммы работы схемы: шум присутствует только в начальный короткий интервал времени 0…120 мкс

Рис. 86. Увеличенная осциллограмма напряжений: интервал 40…110 мкс

Рекомендации

Параметры компаратора, используемого в расчете, приведены в таблице 76.

Таблица 76. Параметры компаратора, используемого в расчете

2,7…5,5 В
VinCM	Vee – 200 мВ…Vсс + 200 мВ
Vout	Vee + 230 мВ…Vcc – 210 мВ (при 4 мА)
Vos	1 мВ
Iq	40 мкА
Ib	1 пА
UGBW	–
SR	–
Число каналов	1, 2

Список ранее опубликованных глав

Перевел Вячеслав Гавриков по заказу АО КОМПЭЛ

Тим Грин, Пит Семиг, Колин Веллс (Texas Instruments)

Перед вами – глава из «Поваренной книги разработчика аналоговой электроники», созданной инженерами компании Texas Instruments (TI). Поваренная книга – сборник рецептов, а данный цикл статей – сборник стандартных схем с операционными усилителями. Каждой схеме посвящена отдельная статья, содержащая пример типового расчета с указанием формул и последовательности действий. Результаты расчетов дополнительно проверяются в программе SPICE-моделирования. Расчеты выполнены для конкретных усилителей из производственной линейки TI. Разработчик может использовать и другие изделия, широкий выбор которых представлен на страницах каталога компании КОМПЭЛ. От читателя требуется понимание базовых принципов работы операционных усилителей. Если же знаний недостаточно, следует вначале ознакомиться с учебными курсами TI Precision Labs (TIPL). Авторы обещают обновлять и дополнять статьи цикла.

Мы публикуем главы Поваренной книги на нашем сайте регулярно – дважды в месяц.

Компаратор с гистерезисом и без гистерезиса

Исходные данные для расчета представлены в таблицах 74 и 75.

Таблица 74. Исходные данные для расчета компаратора

Вход		Выход		Питание
ViMin	ViMax	VoMin	VoMax	Vcc	Vee	Vref
0 В	5 В	0 В	5 В	5 В	0 В	5 В

Таблица 75. Пороговые значения

Нижний порог переключения VL	Верхний порог переключения VH	VH – VL
2,3 В	2,7 В	0,4 В

Описание схемы

Компараторы используются, чтобы сравнить два входных сигнала и сформировать выходной сигнал в зависимости от того, какой из входных сигналов больше (рисунок 84). Шум или дребезг входных сигналов могут привести к множественным переключениям компаратора. Для борьбы с такими переключениями используется гистерезис, устанавливающий верхнюю и нижнюю границу переключения.

Рис. 84. Схемы компараторов с гистерезисом (слева) и без гистерезиса (справа)

Рекомендуем обратить внимание:

• следует использовать компаратор с минимальным собственным током потребления;
• точность задания пороговых значений гистерезиса определяется точностью номиналов резисторов;
• задержка срабатывания определяется параметрами используемого компаратора.

Порядок расчета компаратора с гистерезисом

• Выбираем значение резистора R1 = 100 кОм. Значения пороговых напряжений были определены в таблице исходных данных (таблица 74): V_L = 2,3 В, V_H = 2,7 В.
• Рассчитаем R2 по формуле 1:

• Рассчитаем R3 по формуле 2:

• Проверяем полученное значение гистерезиса, согласно формуле 3:

Порядок расчета компаратора без гистерезиса

1. Выбираем пороговое значение V_th = 2,5 В.
2. Выбираем значение резистора R4 = 100 кОм.
3. Рассчитываем R5 по формуле 4:

Моделирование схемы

Временные диаграммы работы схемы представлены на рисунках 85 и 86.

Рис. 85. Временные диаграммы работы схемы: шум присутствует только в начальный короткий интервал времени 0…120 мкс

Рис. 86. Увеличенная осциллограмма напряжений: интервал 40…110 мкс

Рекомендации

Параметры компаратора, используемого в расчете, приведены в таблице 76.

Таблица 76. Параметры компаратора, используемого в расчете

2,7…5,5 В
VinCM	Vee – 200 мВ…Vсс + 200 мВ
Vout	Vee + 230 мВ…Vcc – 210 мВ (при 4 мА)
Vos	1 мВ
Iq	40 мкА
Ib	1 пА
UGBW	–
SR	–
Число каналов	1, 2

Список ранее опубликованных глав

Перевел Вячеслав Гавриков по заказу АО КОМПЭЛ

В третьей части цикла мы рассмотрим, полезные схемы на операционном усилителе. Это будут схемы компаратора и повторителя напряжения. Предлагаем вам ознакомиться также и с предыдущими частями: часть 1, часть 2.

Схема аналогового компаратора на операционном усилителе

Эта схема сравнивает два напряжения, и в зависимости от их состояния переводит сигнал на выходе в высокое или низкое состояние. Можно сказать, что эта система сочетает в себе аналоговую и цифровую электронику.

Она довольно интересна, так как не имеет обратной связи (в базовой версии), это в свою очередь говорит о том, что сопротивление петли бесконечно большое.

На положительный вход мы подаем обрабатываемый сигнал, а на отрицательный вход фиксированное (опорное) напряжение, устанавливаемое потенциометром. Так как петля обратной связи отсутствует, то коэффициент усиления бесконечно большой.

Когда напряжение входного сигнала превысит значение опорного напряжения, на выходе мы получим максимальное напряжение, т. е. напряжение питания операционного усилителя. Когда же напряжение на входе станет ниже опорного, то на выходе будет минусу питания.

Такая работа схемы имеет один существенный недостаток, а именно: ситуация, когда величина напряжения на обоих входах будет очень близка друг к другу, может стать причиной очень частого изменения напряжения на выходе. Это может привести к пропускам срабатывания реле, включение и отключение нагревателей, что может привести к частым сбоям. Что бы этого избежать используют системы с гистерезисом.

Схема аналогового компаратора с гистерезисом на операционном усилителе

Диаграмма работы схемы с гистерезисом схожа, с той лишь разницей, что включение и выключение не происходит при одном и том же напряжении.

Читая такой график, следует обратить внимание на направление стрелок, они показывают направление движения гистерезиса. Следуя слева направо мы видим, что переход к низкому уровню происходит только при напряжении Uph, а перемещаясь справа налево выходное напряжение достигнет высокого уровня только при напряжении Upl.

Такое решение приводит к тому, что в момент, когда напряжения на входах равны, то на выходе не происходит изменение состояния, для этого необходимо чтобы напряжения отличались на значительную величину.

Правда, такое решение вызывает определенную инертность системы, но, безусловно, это безопаснее по сравнению со схемой без гистерезиса. Часто такую работу можно наблюдать в нагревательных устройствах, содержащих термостат (утюги, плиты и т. д.). Ниже представлена принципиальная схема на операционном усилителе, реализующая гистерезис:

А вот зависимость, которая позволяет рассчитать все напряжения:

Схема повторителя напряжения на операционном усилителе

Повторитель напряжения — это одна из самых простых схем с использованием операционного усилителя. Его главной и единственной особенностью является то, что система не усиливает и не ослабляет сигнал, то есть, проще говоря, k=1. Эта особенность связана с нулевым сопротивлением петли обратной связи.

Такого рода системы применяются в основном в качестве буфера, например, для повышения работоспособности и тока нагрузки. Поскольку входной ток почти равен нулю, а выходной ток зависит от типа усилителя, то можно легко разгрузить маломощные источник сигнала, как например, некоторые датчики.

28. Компаратор напряжения с петлей гистерезиса.

Компаратор является электронным устройством, работающим как ключевая схема, в которой успешно применяется положительная обратная связь для увеличения коэффициента усиления и для получения петли гистерезиса. Наличие положительной обратной связи увеличивает чувствительность компаратора.

Рис. 3. Схемы сравнения в нулевой точке

Если входной сигнал колеблется (изменяется) возле порогового значения, то возможен так называемый дребезг, при котором наблюдаются многократные переключения компаратора.

Подобные явления можно избежать, если характеристика компаратора имеет гистерезис.

Величина входного напряжения, при котором происходит переключение выходного сигнала из высокого в низкий (ВТО – высшая точка опрокидывания) или из положительного в отрицательный определяется выражением:

,

где U_ВТО– высшая точка опрокидывания.

Рис. 5. Схема компаратора с положительной обратной связью

Рис. 6. Передаточная характеристика компаратора с положительной

обратной связью при однополярном питании

Величина входного напряжения, которое необходимо для переключения компаратора из низкого значения выходного напряжения в высокое или из отрицательного в положительное определится выражением ,

где U_НТО– низшая точка опрокидывания

Ширина петли гистерезиса определяется выражением:

.

В некоторых случаях наличие петли гистерезиса необходимо для исключения неопределенности момента переключения компаратора, это необходимо для исключения так называемого «дребезга» (колебания входного сигнала в окрестности опорного).

29. Интегрирующая цепь.

Интегрирующая цепь представляет собой схему, приведенную на рис. 9.

Для случая U_вых(t₁) = 0 напряжение на конденсатореU_ссвязано с протекающим через него токомi_синтегральной зависимостью:

.

Рис. 9. Интегрирующая RC-цепь

В графической интерпретации выходное напряжение оказывается пропорциональным площади под кривой входного напряжения.

2.1. На вход схемы рис. 9 подается ступенчатый сигнал. На выходе получим линейно изменяющееся напряжение, график временной зависимости которого приведен на рис. 10.

Рис. 10. Реакция интегрирующей цепи на ступенчатый сигнал

,

где =RСпостоянная времени.

Для интегрирующей цепи выполняется условие =RC>>t_и. Пределами интегрирования являются моменты времениt₁ иt₂(см. рис. 10).

2.2. На вход схемы рис. 9 подается прямоугольный импульс. Конденсатор С мгновенно зарядиться не может, поэтому в момент поступления переднего фронта импульса все входное напряжение будет приложено к сопротивлениюR, аU_вых=U_с0. За время действия импульсаt_и, конденсатор заряжается по экспоненциальному закону:

.

Реакция интегрирующей цепи на импульсный сигнал рис. 11.

К моменту окончания импульса напряжение на выходе достигнет максимального значения, после чего конденсатор начнет медленно разряжаться через внутреннее сопротивление источника и сопротивление R. Через промежуток времениt= 3, напряжение на выходе практически будет равен нулю.

2.3. На вход схемы рис. 9 подается линейно-нарастающее напряжение U_вх = t.Реакция интегрирующей цепи на линейно-нарастающий сигнал показана на рис. 12.

Рис. 12. Реакция интегрирующей цепи на линейно-нарастающий сигнал

.